CN113271104B - 流水线模数转换电路 - Google Patents

Abstract

本申请提供一种流水线模数转换电路，涉及流水线电路领域。包括：N级模数转换器、N‑1个余量放大器，以及N‑1个数字滤波器，其中，N为大于或等于2的整数；第i级模数转换器的余量输出端电连接一个余量放大器的第一输入端，所述一个余量放大器的输出端电连接第i+1级模数转换器的模拟输入端，i为小于N的任一正整数；其中，第一级模数转换器为具有噪声整形功能的模数转换器，所述第一级模数转换器之后的每一级模数转换器的数字输出端分别电连接一个数字滤波器。相对于现有技术，采用前馈技术，可以对所有放大器所有非理想性整形，并且避免了现有技术中电路硬件和时间开销过大的问题。

Description

流水线模数转换电路

技术领域

本申请涉及流水线电路技术领域，具体而言，涉及一种流水线模数转换电路。

背景技术

随着互补金属氧化物半导体(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor，CMOS)的深亚微米技术的发展和电源电压的降低，逐次逼近型模数转换器(SAR ADC)因它高效率和简单的结构而得到广泛的应用。同时，流水线(Pipel ine)结构的高速、高精度等优点，使得流水线模数转换器在实现高速、高精度以及低功耗方面具有很大潜力。

然而，受限于流水线模数转换器中的余量放大器的电压放大精度，这种结构难以同时达到高速和高精度的性能。如何抑制余量放大器的增益误差，是近年来急需解决的问题。目前，可采用增益误差整形(Gain Error Shaping，GES)技术，将流水线模数转换器的余量放大器的增益误差进行整形后进行滤除，以降低增益误差。

但是现有的GES技术，需要额外的增益误差和数字误差反馈电路，限制了模数转换速度，并且只能对放大器部分非理想性进行整形，具体为只能对放大器增益误差和非线性进行整形，而不能对失调电压和噪声等非理想因素整形，同时也带来严重的硬件和时间开销。

发明内容

本申请的目的在于，针对上述现有技术中的不足，提供一种流水线模数转换电路，以解决现有技术中放大器的增益误差、非线性、失调电压、噪声和建立误差等所有的非理想性问题和电路硬件和时间开销过大的问题。

为实现上述目的，本申请实施例采用的技术方案如下：

第一方面，本申请一实施例提供了一种流水线模数转换电路，包括：

N级模数转换器、N-1个余量放大器，以及N-1个数字滤波器，其中，N为大于或等于2的整数；第i级模数转换器的余量输出端电连接一个余量放大器的第一输入端，所述一个余量放大器的输出端电连接第i+1级模数转换器的模拟输入端，i为小于N的任一正整数；

其中，第一级模数转换器为具有噪声整形功能的模数转换器，所述第一级模数转换器之后的每一级模数转换器的数字输出端分别电连接一个数字滤波器。

可选地，所述第一级模数转换器包括：第一比较器、模数转换器，至少一个积分电路，其中，所述第一比较器具有至少两个正输入端；

所述第一比较器的输出端电连接所述模数转换器的数字端，所述模数转换器的模拟端还电连接模拟电压源，所述模数转换器的模拟端为所述第一级模数转换器的余量输出端；

所述第一比较器的一个正输入端电连接所述第一级模数转换器的余量输出端；所述至少一个积分电路的第一端分别电连接所述余量输出端，所述至少一个积分电路的第二端均接地，所述至少一个积分电路的第一端还分别电连接所述第一比较器的其余至少一个正输入端。

可选地，每个积分电路为一个电容器。

可选地，所述第一级模数转换器还包括：至少一个采样开关，所述至少一个采样开关的第一端均电连接所述余量输出端，所述至少一个采样开关的第二端分别电连接所述至少一个积分电路的第一端。

可选地，每个采样开关为一个升压开关。

可选地，所述第一级模数转换器的余量输出端电连接的余量放大器为第一余量放大器；

所述第一余量放大器具有至少两个正输入端，且，所述第一余量放大器的正输入端的数量等于所述第一比较器的正输入端的数量；

所述第一级模数转换器的余量输出端、所述至少一个积分电路的第一端，分别电连接所述第一余量放大器的至少两个正输入端。

可选地，所述第一余量放大器为交叉耦合差分放大器。

可选地，第j级模数转换器的余量输出端连接的余量放大器为第二余量放大器，j为大于或等于2，且，小于N的整数；

所述第二余量放大器具有一个正输入端，所述第二余量放大器的正输入端电连接所述第j级模数转换器的余量输出端。

可选地，所述第二余量放大器为动态放大器。

可选地，所述N级模数转换器均为逐次逼近型模数转换器，其中，所述第一级模数转换器为具有噪声整形功能的逐次逼近型模数转换器。

第二方面，本申请另一实施例提供了一种电子设备，包括上述第一方面任一项所述的流水线模数转换电路。

本申请的有益效果是：采用本申请提供的流水线模数转换电路,由于第一级的模数转换器就为具有噪声整形功能的模数转换器，因此该模数转换器第一级会产生量化噪声整形电压。第一级量化噪声电压通过余量放大器传递给后级模数转换器，并在传输过程中与余量放大器产生的增益误差构成乘积的关系，并通过后级模数转换器的数字输出端连接的数字滤波器，与第一级产生的量化噪声整形电压抵消，同时对第二级的量化噪声进行整形。从而使得流水线模数转换电路在对量化噪声进行抑制的同时，对余量放大器的增益误差也进行整形，那么便无需单独针对余量放大器配置对应的滤波器，在保证有用信号带宽内的增益误差在设计精度所需要的范围的同时，减少了流水线模数转换器进行增益误差消除需配置的对应的数字误差反馈和滤波电路，有效简化了电路结构，减少了电路的硬件开销，同时也适用于高速转换中。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为本申请一实施例提供的流水线模数转换电路的结构示意图；

图2为本申请另一实施例提供的流水线模数转换电路的结构示意图；

图3为本申请另一实施例提供的流水线模数转换电路的结构示意图；

图4为本申请另一实施例提供的流水线模数转换电路的结构示意图；

图5为基于SNDR行为级的仿真对比图；

图6为流水线模数转换电路输出频谱图；

图7为SNDR随增益误差变化的示意图；

图8为本申请另一实施例提供的反馈型流水线模数转换电路的结构示意图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。

通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

另外，本申请中使用的流程图示出了根据本申请的一些实施例实现的操作。应该理解，流程图的操作可以不按顺序实现，没有逻辑的上下文关系的步骤可以反转顺序或者同时实施。此外，本领域技术人员在本申请内容的指引下，可以向流程图添加一个或多个其他操作，也可以从流程图中移除一个或多个操作。

为方便对本申请实施例的理解，下述对本申请涉及的部分名词进行解释：

流水线结构的模数转换器，又称流水线转换器或者流水线模数转换电路：顾名思义，其实由多个子模数转换器以流水结构，依次连接，即，前级子模数转换器的余量输出端，通过一个余量放大器连接后级的子模数转换电路。

本申请实施例提供的流水线模数转换电路，在现有的流水模式转换器的电路基础上，通过对其中各子模数转换器进行改进，尤其是第一级模数转换器，其具有和传统第一级模数转换器所没有的噪声整形功能，使得流水线模数转换电路，既具有传统的流水线模数转换器的高速性能的同时，通过第一级模数转换器的噪声整形功能以及之后每一级模数转换器所连接的数字滤波器配合，有效抑制了量化噪声，保证流水线模数转换器的高速性能。

需要说明的是，本申请所提供的流水线模数转换电路中的各级模数转换器，其可以为逐次逼近式(success ive approximat ion regi s ter，SAR)模数转换器，但并不限于SAR模数转换器，也可为其他结构的模数转换器。SAR模数转换器，其可在每一次模数转换过程中，通过遍历所有的量化值并将其转化为模拟值，将输入信号与其逐一比较，最终得到要输出的数字信号。

如下结合多个具体的应用示例，对本申请实施例所提供的一种流水线模数转换电路进行解释说明。图1为本申请一实施例提供的一种流水线模数转换电路的结构示意图，如图1所示，流水线模数转换电路100包括：

N级模数转换器110、N-1个余量放大器120，以及N-1个数字滤波器130，其中，N为大于或等于2的整数；第i级模数转换器110的余量输出端电连接一个余量放大器120的第一输入端，一个余量放大器120的输出端电连接第i+1级模数转换器110的模拟输入端，i为小于N的任一正整数。

其中，第一级模数转换器111为具有噪声整形功能的模数转换器，即，噪声整形模数转换器。第一级模数转换器111之后的每一级模数转换器110的数字输出端分别电连接一个数字滤波器130。

该流水线模数转换电路100中，将第一级模数转换器111配置为具有噪声整形功能的模数转换器，实现了具有噪声整形功能的模数转换器的前置，可以在充分利用流水线模数转换电路的高速性能的同时，通过噪声整形技术抑制量化噪声，将量化噪声整形到高频，最终通过滤波器将整形到高频的量化噪声滤除，保证有用信号带宽内的量化噪声在设计精度所要求的范围内，从而获得了高精度性能，同时利用流水线模数转换电路本身的特性，对余量放大器120的增益误差也产生了整形效果，将增益误差整形到高频并滤除，使得本申请提供的流水线模数转换电路100拥有容忍前、后级之间的余量放大器增益误差的能力。

采用本申请提供的流水线模数转换电路,由于第一级的模数转换器就为具有噪声整形功能的模数转换器，因此该模数转换器第一级会产生量化噪声整形电压。第一级量化噪声电压通过余量放大器传递给后级模数转换器，并在传输过程中与余量放大器产生的增益误差构成乘积的关系，并通过后级模数转换器的数字输出端连接的数字滤波器，与第一级产生的量化噪声整形电压抵消，同时对第二级的量化噪声进行整形。从而使得流水线模数转换电路在对量化噪声进行抑制的同时，对余量放大器的增益误差也进行整形，那么便无需单独针对余量放大器配置对应的滤波器，在保证有用信号带宽内的增益误差在设计精度所需要的范围的同时，减少了流水线模数转换器进行增益误差消除需配置的对应的数字误差反馈和滤波电路，有效简化了电路结构，减少了电路的硬件开销，同时也适用于高速转换中。

可选地，在上述实施例的基础上，本申请实施例还可提供一种流水线模数转换电路，如下结合附图对上述流水线模数转换电路进行示例说明。图2为本申请另一实施例提供的一种流水线模数转换电路的结构示意图，如图2所示，第一级模数转换器111包括：第一比较器1111、模数转换器1112，至少一个积分电路1113，其中，第一比较器1111具有至少两个正输入端。

第一比较器1111的输出端电连接模数转换器1112的数字端，模数转换器1112的模拟端还通过采样开关电连接模拟电压源，用于接收输入的模拟电压Vin，模数转换器1112的模拟端为第一级模数转换器111的余量输出端；第一比较器1111的一个正输入端电连接第一级模数转换器111的余量输出端；至少一个积分电路1113的第一端分别通过采样开关电连接余量输出端，至少一个积分电路1113的第二端均接地，至少一个积分电路1113的第一端还分别电连接第一比较器1111的其余至少一个正输入端。

本申请实施例提供的流水线模数转换电路100，可通过在第一级模数转换器111中设置至少一个积分电路1113，实现至少一阶的噪声整形，即该至少一个积分电路1113构成了一个至少一阶的噪声整形电路，实现第一级模数转换器111内的噪声整形功能。

由于本申请提供的流水线模数转换电路中包括至少一个积分电路1113，通过至少一个积分电路1113，除了实现第一级模数转换器111内的噪声整形功能外，还可以对余量放大器120的非线性产生抑制效果，从而有效提升余量放大器120的线性度。同时还可以对余量放大器120的热噪声整形，提升余量放大器120的精度。鉴于本设计采用的多输入放大器增加了放大器噪声，通过增加放大时间和热噪声整形保证余量放大器120的精度。

示例地，在一些可能的实施例中，至少一个积分电路1113的个数可以根据用户需要灵活调整，只需为大于或等于1的整数即可。其中，若积分电路1113的个数太少，会导致噪声整形的能力较弱；若积分电路1113的个数太多，余量放大器120的输入过多，导致余量放大器120的精度变低，从而使得模数转换器整体精度变低，因此选择合适的积分电路1113的个数对于整体的精度尤为重要。在本申请的一个实施例中，积分电路1113的个数例如可以设置为2个，此时对应的第一比较器1111为三输入比较器，即第一比较器1111的正输入端为3个。

若积分电路的数量为2个，则具有2个积分电路的第一级模数转换器111，可实现无源二阶的前馈噪声整形。

具有至少两个正输入端的第一比较器1111，由于一个正输入端电连接所述第一级模数转换器111的余量输出端，其余至少一个正输入端分别电连接至少一个积分电路1113的第一端，可实现对第一级模数转换器111输出的余量电压、至少一个积分电路1113输出的至少一个输出电压进行求和，从而实现至少一阶的噪声整形。

其中，至少一个积分电路1113的输出电压和第一级模数转换器111输出的余量电压之间的增益比可根据第一级模数转换器111、至少一个积分电路1113之间的比例确定的，例如：假设第一级模数转换器111的DAC总电容和积分电路1113的各个电容的比例顺次排列为1:a:b:c…,则它们对应的增益比为1:a:(b*(a+1)):(c*(b+1)*(a+1))…。

可选的，第一级模数转换器111的余量输出端电连接的余量放大器120为第一余量放大器；第一余量放大器具有至少两个正输入端，且，第一余量放大器的正输入端的数量等于第一比较器1111的正输入端的数量；第一级模数转换器111的余量输出端、至少一个积分电路1113的第一端，分别电连接第一余量放大器的至少两个正输入端。

示例地，在本申请的一个实施例中，第j级模数转换器110的余量输出端连接的余量放大器为第二余量放大器122，j为大于或等于2，且，小于N的整数；即除第一级模数转换器111之外，其他级的余量放大器均为第二余量放大器122，第二余量放大器122具有一个正输入端，第二余量放大器122的正输入端电连接第j级模数转换器110的余量输出端。其中，第二余量放大器122例如可以为动态放大器。

由于在本申请实施例提供的流水线模数转换电路，只将第一级模数转换电路设置为具有噪声整形功能的模数转换器，因此，对于后级的模数转换器，其无需进行后级的噪声整形，那么便无需为后级模数转换器配置相应的积分电路，对于余量电压，也仅适用具有正输入端的余量放大器即可，有效简化了电路结构，减少了硬件开销和输入电压的传输时间开销。

示例地，在本申请的一个实施例中，每个积分电路1113为一个电容器，各电容器之间通过电荷共享，实现N阶无源积分，其中N为每个积分电路1113中包括的电容器的总个数。采用电容器实现积分电路的，可使得流水线模数转换电路100的硬件结构更简单。

可选地，在上述实施例的基础上，本申请实施例还可提供一种流水线模数转换电路，如下结合附图对上述流水线模数转换电路进行示例说明。图3为本申请另一实施例提供的一种流水线模数转换电路的结构示意图，如图3所示，第一级模数转换器111还包括：至少一个采样开关1114，至少一个采样开关1114的第一端均电连接余量输出端，至少一个采样开关1114的第二端分别电连接至少一个积分电路1113的第一端。

如图3所示，在本申请的一个实施例中，采样开关1114例如可以包括第一积分采样开关Φ1和第二积分采样开关Φ2，积分电路1113例如可以包括C1和C2，此时第一积分采样开关Φ1的第一端电连接余量输出端，第二端连接C1的第一端；第二积分采样开关Φ2的第一端电连接余量输出端；第二端连接C2的第一端；C1和C2的第二端均接地。

示例地，在本申请的一个实施例中，每个采样开关1114为一个升压开关；其中，采样开关1114设置为升压开关，可以使得通过比较高的电压使得积分电路1113在进行电荷共享时,电荷共享的时间更短，从而进一步提高整个电路的工作速度，实现整个电路高速工作的效果。

在本申请的一个实施例中，第一级模数转换器111的余量输出端电连接的余量放大器为第一余量放大器121；第一余量放大器121具有至少两个正输入端，且，第一余量放大器121的正输入端的数量等于第一比较器1111的正输入端的数量；即若，第一比较器1111的正输入端的数量为三，即第一比较器1111为三输入比较器时，第一余量放大器121的正输入端的数量也为三，即第一余量放大器121为三输入余量放大器，第一级模数转换器111的余量输出端、至少一个积分电路1113的第一端，分别电连接第一余量放大器121的至少两个正输入端。

其中，第一余量放大器121为交叉耦合差分放大器。

示例地，在本申请的一个实施例中，N级模数转换器均为逐次逼近型模数转换器，其中，第一级模数转换器111为具有噪声整形功能的逐次逼近型模数转换器。

示例地，在本申请的一个实施例中，以图3为例对本申请提供的流水线模数转换电路的工作原理进行说明，该流水线模数转换电路100为二级模数转换电路，包括第一级模数转换器111、第一余量放大器121和第二级模数转换器112，该二级模数转换电路的第一级为基于无源二阶前馈的噪声整形的模数转换电路，在该实施例中，第一余量放大器121为三输入动态放大器(RA)，该动态放大器用于对所有正输入端接收的正向信号进行求和，其中，所有正输入端接收的正向信号包括：第一级模数转换器111的余量输出端上的电压Vres1、C1第一端上的电压Vint1和C2第一端上的电压Vint2；此外动态放大器和第一比较器1111的输入对之间的增益比可以为1：1：2，形成(1-0.5z-1)2的NTF。电路开始工作后，首先采样开关ΦS对输入信号Vin进行采样，为了保证采样线性度，在本申请的一个实施例中，采样开关1114均设计为升压开关，随后第一级模数转换器111对采样到的信号进行转换。采样和转换阶段完成后，第一级模数转换器111的余量输出端上的电压余量Vres1，与积分电容器C1第一端上的电压Vint1，和C2第一端上的电压Vint2相加，经由动态放大器RA放大。动态放大器的三输入增益比与第一比较器1111的增益比相同。动态放大器和第一比较器1111(等效于它们的输入)都是作用于第一级模数转换器111的量化误差，从而实现第一级模数转换器111的噪声整形。之后，第一级模数转换器111的余量输出端上的电压余量Vres 1分别在第一积分采样开关Φ1和第二积分采样开关Φ2的闭合期间，与两个积分电容器(C1和C2)进行电荷共享，从而实现二阶无源积分。与此同时，第二级模数转换器112对采样到的信号进行转换。第二级模数转换器112转换完成后，输出的数字码经过增益系数为NTF/Gd的数字滤波器，与第一级模数转换器111的数字码相加，输出整个流水线模数转换电路的目标输出编码，完成一次完整的模数转换。

其中，NTF为根据电容器C1、C2、Cdac、比较器的各正输入端的比例系数，和动态放大器的各正输入端的比例系数决定的；Gd为动态放大器的放大倍数。

图5为本申请SNDR行为级仿真对比图；图6为流水线模数转换电路输出频谱图；图7为SNDR随增益误差变化的示意图，如图5-图7所示，在实验数据中，通过搭建传统流水线模数转换电路和本申请提供的流水线模数转换电路两种结构的仿真模型，在基于相同的NTF和峰值信号量化噪声比(s ignal to quant izing noise rat io，SQNR)的前提下，分别对传统流水线模数转换电路和本申请提供的流水线模数转换电路进行仿真。仿真结果显示在相同的增益误差下，本申请提出的流水线模数转换电路得到的信噪失真比SNDR更高。即本申请提供的电路结构具有更优秀的增益误差容忍能力。

在本申请的一个实施例中，动态放大器的三输入增益比与第一比较器的增益比可以均为1:1:2，虽然在Vres1-Vres2路径中，Vres 1和Vres2之间的级间增益为8倍，旨在为第二级比较器提供足够的噪声抑制，但为了获得适当的NTF，它需要在Vint2路径中获得16倍的增益。此外本申请提供的电路在电路设计中采用了由交叉耦合级联对(M1和M2)实现的增益增强型DA，具体如图4。它具有与传统动态放大器类似的噪声性能，通过设计较长的积分时间来抑制由额外的输入对引起的噪声。

图4中两个交叉耦合的晶体管M1和M2，各自的栅极连接到对方的漏极；同时各自的漏极连接到放大器的输出端；电路原理为通过交叉耦合晶体管，达到了正反馈的效果。具体表达式为，G＝gm/ID(VDD-VCM)(C2/(C2-C1))。其中G为放大倍数，gm为输入晶体管跨导，ID为输入晶体管共模漏电流。由公式可以看出，相比于传统的动态放大器，放大倍数提升为原来的(C2/(C2-C1)倍。

其中，Vres路径中的级间增益若设置的太小，会加重第二级比较器的负担，级间增益设置的太大对于线性度的保持会比较难，因此在本申请提供的实施例中，一般设置级间增益在7-8之间，具体级间增益的设置可以根据用户需要灵活调整，并不以上述实施例给出的为限。

采用本申请上述图3-图7所述的电路，若设计的噪声整形SAR辅助流水线ADC以400MHz的频率运行，带宽为25MHz；则在-16％至+12％的增益误差范围内，SNDR降低的幅度在3dB范围内，相比不采用本申请电路结构的传统的流水线ADC，在相同增益误差范围内，SNDR提升了14.7％。

示例地，本申请的上述实施例中虽然均以第一级模数转换器111中包括具有级联积分器前馈噪声整形功能的模数转换器结构为例进行说明，本申请提供的电路结构中，第一级模数转换器111中为具有级联积分器前馈噪声整形功能的模数转换器结构，也可以通过误差反馈的形式实现噪声整形功能，只要是可以在第一级模数转换器111实现噪声整形功能的，均可以实现本申请达到的技术效果，具体结构设计可以根据用户需要灵活调整，并不以上述实施例给出的为限。

在上述级联积分器前馈实施例中，最终得到的输出的传输函数可以为：

其中，Dout(z)为模数转换器输出信号，Vin(z)为输入的信号，NTF(z)为噪声传递函数，NTF(z)/Gd为数字消除滤波器放大倍数，Ga为第一级和第二级之间的余量放大器放大倍数，Δ为它的增益误差，Eq1(z)为第一级量化噪声，Eq2(z)为第二级量化噪声，b为系数。

图8为本申请另一实施例提供的误差反馈型流水线模数转换电路的结构示意图，如图8所示，以流水线模数转换电路为2级n阶模数转换电路为例进行说明，其中n为噪声传递函数NTF1的阶数，若阶数为2，则流水线模数转换电路为2级2阶模数转换电路，若阶数3，则流水线模数转换电路为2级3阶模数转换电路；本申请在此并不对NTF1的阶数进行限制；该转换电路包括：第一级模数转换器111、第二级模数转换器112、余量放大器120，第一级模数转换,111为包括1-NTF1反馈电路的模数转换器，第一级模数转换器111的余量电压Vres1一方面经由1-NTF1反馈到余量输出端，一方面输入至余量放大器后，经过余量放大器120的放大作为输入至第二级模数转换器112，第二级模数转换器112对其进行采样和转换后，将转换后的数字码经过增益系数为NTF1/Gd的数字滤波器，与第一级模数转换器111的数字码相加，至此完成一次完整的数字转换过程。

采用本申请提供的流水线模数转换电路，由于在第一级就采用了N阶噪声整形。因此通过这种方式，不仅量化误差可以被整形，并且放大器的级间增益误差同样能够被整形，从而降低SNDR性能受到级间增益误差的影响。此外，来自放大器的非线性误差也可以被整形，从而大大简化了放大器的设计。并且，放大器的热噪声也可以被整形，使模数转换器的精度进一步提升。

在本申请的另一方面，还提供了一种电子设备，电子设备可以包括上述图1-图8任一项的流水线模数转换电路。

由于电子设备中包括本申请提供的流水线模数转换电路，因此流水线模数转换电路可以带来的有益效果，上述电子设备均包括，即使用上述电子设备在通过噪声整形技术在对量化噪声进行抑制的同时，对余量放大器的增益误差、非线性、失调电压、噪声和建立误差等所有的非理想性因素整形，保证有用信号带宽内的增益误差在设计精度所要求的范围的同时，减少了流水线模数转换器进行增益误差滤波所需的滤波器的数量，也无需配置对应的数字误差反馈电路，有效简化了电路结构，减少了电路的硬件开销，同时由于电路的硬件减少了，那么必然也减少了电路的时间开销，即输入电压从输入端到输出目标数字编码所需的时间。

以上仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

以上仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (9)

1.一种流水线模数转换电路，其特征在于，包括：N级模数转换器、N-1个余量放大器，以及N-1个数字滤波器，其中，N为大于或等于2的整数；第i级模数转换器的余量输出端电连接一个余量放大器的第一输入端，所述一个余量放大器的输出端电连接第i+1级模数转换器的模拟输入端，i为小于N的任一正整数；

其中，第一级模数转换器为具有噪声整形功能的模数转换器，所述第一级模数转换器之后的每一级模数转换器的数字输出端分别电连接一个数字滤波器，并且其中，所述第一级模数转换器包括：第一比较器、模数转换器，至少一个积分电路，其中，所述第一比较器具有至少两个正输入端；

所述第一比较器的输出端电连接所述模数转换器的数字端，所述模数转换器的模拟端还电连接模拟电压源，所述模数转换器的模拟端为所述第一级模数转换器的余量输出端；

所述第一比较器的一个正输入端电连接所述第一级模数转换器的余量输出端；所述至少一个积分电路的第一端分别电连接所述余量输出端，所述至少一个积分电路的第二端均接地，所述至少一个积分电路的第一端还分别电连接所述第一比较器的其余至少一个正输入端。

2.如权利要求1所述的流水线模数转换电路，其特征在于，每个积分电路为一个电容器。

3.如权利要求1所述的流水线模数转换电路，其特征在于，所述第一级模数转换器还包括：至少一个采样开关，所述至少一个采样开关的第一端均电连接所述余量输出端，所述至少一个采样开关的第二端分别电连接所述至少一个积分电路的第一端。

4.如权利要求3所述的流水线模数转换电路，其特征在于，每个采样开关为一个升压开关。

5.如权利要求1所述的流水线模数转换电路，其特征在于，所述第一级模数转换器的余量输出端电连接的余量放大器为第一余量放大器；

所述第一余量放大器具有至少两个正输入端，且，所述第一余量放大器的正输入端的数量等于所述第一比较器的正输入端的数量；

所述第一级模数转换器的余量输出端、所述至少一个积分电路的第一端，分别电连接所述第一余量放大器的至少两个正输入端。

6.如权利要求5所述的流水线模数转换电路，其特征在于，所述第一余量放大器为交叉耦合差分放大器。

7.如权利要求1所述的流水线模数转换电路，其特征在于，第j级模数转换器的余量输出端连接的余量放大器为第二余量放大器，j为大于或等于2，且，小于N的整数；

所述第二余量放大器具有一个正输入端，所述第二余量放大器的正输入端电连接所述第j级模数转换器的余量输出端。

8.如权利要求7所述的流水线模数转换电路，其特征在于，所述第二余量放大器为动态放大器。

9.如权利要求1-8中任一所述的流水线模数转换电路，其特征在于，所述N级模数转换器均为逐次逼近型模数转换器，其中，所述第一级模数转换器为具有噪声整形功能的逐次逼近型模数转换器。