CN113267820A - 多频电流过零波形信号处理方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种多频电流过零波形信号处理方法及装置，所述方法包括如下步骤：对接收到的含噪的N个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；找到DFT算法处理后频谱图中N条最大谱线所分别对应的N个频率，比较这N个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理；根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出N个频率所分别对应的N个幅度值；对计算出的N个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。所述方法易于实现且能量又较常用矩形波、过零方波更集中于基频。

Description

多频电流过零波形信号处理方法及装置
技术领域
本发明涉及信号处理方法和装置技术领域，尤其涉及一种多频电流过零波形信号处理方法及装置。
背景技术
复杂结构井是一种新兴的钻井技术，包括救援井、丛式井、多分支井和双水平井等，由于存在多个井眼，正钻井与邻井间的定位方法是保证其精确定位的核心技术之一。传统邻井间定位的方法主要是对经验轨迹信息进行扫描，测量不同井深对应的井间距离和方位。然而，传统技术中测量误差随着测量深度的增加而增大，导致无法提供及时准确的井间距离和方位信息。主动型邻井间距定位方案弥补传统技术存在的不足，具有实时测量、测距精度高、测距方位大的优势，其中决定这些优势的核心是人工可控激励源的设计。
人工可控激励电磁勘探测技术中常用到激励信号源包括方波、梯形波和正弦波等。从激励信号源产生的方式考虑，通常首选方波作为激励信号源，这是由于理想状态下方波通过控制开关管的导通和关断比较容易实现大功率输出，控制电路简单，发热量小，这些对于增大测距范围均属于有利的方面。正弦波激励信号源由于需要整形和滤波、控制电路相当复杂，较难实现大功率输出，这些都属于不利增大测距范围的方面。从信号检测方面考虑，正弦波是最理想的选择，因为它只含有单一频率的基波，不存在其它谐波，因此能量集中。而方波和梯形波除了基波，还会含有无穷多个奇次谐波，能量分散；谐波阶数越高信号幅值越小，从而无法满足观测精度在一个水平上的要求。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是如何提供一种易于实现且能量又较常用矩形波、过零方波更集中于基频的多频电流过零波形信号处理方法。
为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：一种多频电流过零波形信号处理方法，其特征在于包括如下步骤：
对接收到的含噪的N个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
找到DFT算法处理后频谱图中N条最大谱线所分别对应的N个频率，比较这N个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这N个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出N个频率所分别对应的N个幅度值；
对计算出的N个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值，其中，N为大于2的自然数。
进一步的技术方案在于：所述方法还包括如下步骤：通过磁场传感器探测正钻井周围邻井套管的激励交变磁场信号。
进一步的技术方案在于：对接收到的含噪的三个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
找到DFT算法处理后频谱图中三条最大谱线所分别对应的三个频率，比较这三个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这三个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
根据过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出三个频率所分别对应的三个幅度值；
对计算出的N＝3个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
进一步的技术方案在于，幅值为A的优化过零梯形波重构信号的表达式f(t)为：
Figure BDA0003087368430000031
其中，T为信号的周期。
进一步的技术方案在于：对计算出的幅度值分别乘以校正系数0.8653进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
本发明还公开了一种多频电流过零波形信号处理装置，其特征在于包括：
DFT算法处理模块：用于对接收到的含噪的N个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
幅值最大谱线计算模块：用于找到DFT算法处理后频谱图中N条最大谱线所分别对应的N个频率，比较这N个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这N个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
幅度值计算模块：用于根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出N个频率所分别对应的N个幅度值；
幅值校正模块：用于对计算出的N个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值，其中，N为大于2的自然数。
进一步的技术方案在于，所述装置还包括：
数据采集模块，用于通过磁场传感器探测正钻井中其周围邻井套管的激励交变磁场信号。
进一步的技术方案在于，所述装置包括：
DFT算法处理模块：用于对接收到的含噪的三个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
幅值最大谱线计算模块：用于找到DFT算法处理后频谱图中三条最大谱线所分别对应的三个频率，比较这三个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这三个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
幅度值计算模块：用于根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出三个频率所分别对应的三个幅度值；
幅值校正模块：用于对计算出的三个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
进一步的技术方案在于，幅值为A的优化过零梯形波重构信号的表达式f(t)为：
Figure BDA0003087368430000041
其中，T为信号的周期。
进一步的技术方案在于：所述幅值校正模块用于对计算出的幅度值分别乘以校正系数0.8653进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
采用上述技术方案所产生的有益效果在于：首先，通过所述方法构造的过零梯形波的基波功率与总功率的比值大于方波基波功率与总功率比值约15.59％，大于最优化过零方波基波功率与总功率比值约4.39％，小于正弦波相应比值约3.35％。其次，经优化占空比k计算出优化过零梯形波的幅值为1.15567，大于实际过零梯形波的幅值1，即计算幅值大于实际幅值15.567％，后续信号处理时应乘以校正系数μ进行幅值校正，且μ＝0.8653；最后，通过数据分析可知，本申请所选优化过零梯形波基波功率表现比方波以及最优化过零方波的表现要好，接近于正弦波基波功率的数值，并且该优化过零梯形波比普通方波以及最优化过零方波更容易在工程上实现。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图1是本发明实施例一所述方法的流程图；
图2是本发明实施例二所述方法的流程图；
图3是本发明实施例三所述方法的流程图；
图4是本发明实施例三中过零梯形波时域波形图；
图5是本发明实施例三中关于纵轴对称梯形波形图；
图6是本发明实施例三中四种波形的比较图；
图7是本发明实施例中幅值不同信号校正处理算法(未进行幅值校正)；
图8是本发明实施例中幅值相同信号校正处理算法(未进行幅值校正)；
图9是本发明实施例中幅值相等频率不等的信号处理结果图；
图10是本发明实施例中幅值和频率均不相等的信号处理结果图；
图11是本发明实施例中所述装置的原理框图。
具体实施方式
下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
实施例一
如图1所示，本发明实施例公开了一种多频电流过零波形信号处理方法，包括如下步骤：
S101：对接收到的含噪的N个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
S102：找到DFT算法处理后频谱图中N条最大谱线所分别对应的N个频率，比较这N个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这N个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
S103：根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出N个频率所分别对应的N个幅度值；
S104：对计算出的N个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值，其中，N为大于2的自然数。
其中，幅值为A的优化过零梯形波重构信号的表达式f(t)为：
Figure BDA0003087368430000061
其中，T为信号的周期。
进一步地，对计算出的幅度值分别乘以校正系数0.8653进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
实施例二
如图2所示，本发明实施例公开了一种多频电流过零波形信号处理方法，包括如下步骤：
S201：通过磁场传感器探测正钻井周围邻井套管的激励交变磁场信号；
S202：对接收到的含噪的N个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
S203：找到DFT算法处理后频谱图中N条最大谱线所分别对应的N个频率，比较这N个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这N个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
S204：根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出N个频率所分别对应的N个幅度值；
S205：对计算出的N个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值，其中，N为大于2的自然数。
需要说明的是，本实施例主要不同于实施例一之处在于步骤S201，本申请在进行数据采集时还可以使用其它类型的传感器进行数据采集，只要能够采集本申请计算所需要的数据即可，在此不做赘述。
实施例三
如图3所示，本发明实施例公开了一种多频电流过零波形信号处理方法，包括如下步骤：
S301：通过磁场传感器探测正钻井周围邻井套管的激励交变磁场信号；
S302：对接收到的含噪的三个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
S303：找到DFT算法处理后频谱图中三条最大谱线所分别对应的三个频率，比较这三个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这三个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
S304：根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出三个频率所分别对应的三个幅度值；
S305：对计算出的三个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
下面结合具体理论对上述步骤进行详细的说明：
方波信号在实际产生的过程中由于开关管的导通和关断均有时间损耗，导致高低信号转换过程中出现一定斜率的变化趋势，即在开通和断开的瞬间并不是理想的阶跃过程，而是存在很短时间的上升和下降的过程，故此时方波激励信号更接近梯形波激励信号，因此这是构造优化过零梯形波的基本初衷。过零梯形波的时域图像如图4所示，时域表达式如式(1)。
Figure BDA0003087368430000081
其中k为占空比(k∈[0,1])，α为梯形的腰与横轴所成的锐角(α∈[0,90°])，T为过零梯形波的周期。
对于如图5所示的梯形波，其傅里叶变换的的表达式为：
Figure BDA0003087368430000082
对于式(1)，其傅里叶变换为：
Figure BDA0003087368430000083
其基波傅里叶级数系数为：
Figure BDA0003087368430000084
因此，求该梯形波的基波傅里叶系数，可以转换为求该梯形波在ω＝ω0处的傅里叶变换，即：
Figure BDA0003087368430000085
图4波形在
Figure BDA0003087368430000086
部分式是图2波形向右移动
Figure BDA0003087368430000087
单位得到，即
Figure BDA0003087368430000088
图4波形在
Figure BDA0003087368430000091
部分式是图2波形向右移动
Figure BDA0003087368430000092
单位并沿横轴翻转得到，即：
Figure BDA0003087368430000093
其中，
Figure BDA0003087368430000094
上述参数代入式(2)得：
Figure BDA0003087368430000095
由式(6)和(7)得：
Figure BDA0003087368430000096
Figure BDA0003087368430000097
则式(1)所表示得梯形波得傅里叶变换为：
F(jω)＝F1(jω)+F2(jω) (11)
故该梯形波的基波傅里叶系数为：
Figure BDA0003087368430000098
其中，
Figure BDA0003087368430000099
根据式(12)和(13)可以计算出F1模值的平方：
Figure BDA00030873684300000910
梯形波的基波功率为：
Figure BDA0003087368430000101
梯形波的总功率为：
Figure BDA0003087368430000102
基波功率与总功率的比值为
Figure BDA0003087368430000103
上式是关于k、α、T的函数，可以将α和T看作常数，对未知数k求一阶导数并令其等于0，得到k、α、T的关系式，改变α、T的值，拟合出k的值，进而得出合适的η的最大值。因此构造函数η(k)：
Figure BDA0003087368430000104
上式两边同时对k求导，得：
Figure BDA0003087368430000105
令η'(k)＝0，可得：
Figure BDA0003087368430000106
化简得：
Figure BDA0003087368430000107
上式不能求出具体数值，可令
Figure BDA0003087368430000108
并通过计算机仿真得到k从0～1(保留两位小数)，χ从0～0.25(保留两位小数)的一组101行×26列(行值为k，列值为χ)的数据，拟合出η的结果。选取的η的结果应具有适合性，如果选取太小，达不到优化最优化过零方波的效果；如果选取太大，则波形接近正弦波，在实际中不易实现。综合考虑，选择k＝0.83、χ＝0.05时的结果，此时η＝0.9665>0.9226。
表1为节选的拟合结果表格的一部分，为便于观察，各列最大值均作加粗处理。
表1η拟合结果(节选)
Figure BDA0003087368430000111
由式(14)得所选过零梯形波重构信号的幅值为：
Figure BDA0003087368430000112
从所选取的η取值以及优化过零梯形波重构后信号幅值的结果可以看出：首先，所述方法构造的优化过零梯形波的基波功率与总功率的比值大于方波基波功率与总功率比值约15.59％，大于最优化过零方波基波功率与总功率比值约4.39％，小于正弦波相应比值约3.35％。其次，经优化占空比k计算出优化过零梯形波的幅值为1.15567，大于实际过零梯形波的幅值1，即计算幅值大于实际幅值15.567％，后续信号处理时应乘以校正系数μ进行幅值校正，且μ＝0.8653。第三，通过数据分析可知，本设计所选优化过零梯形波基波功率表现比方波以及最优化过零方波的表现要好，接近于正弦波基波功率的数值，并且该优化过零梯形波比普通方波以及最优化过零方波更容易在工程上实现。
将k＝0.83，cotα＝0.05T代入过零梯形波表达式，并令幅值为A，得到优化过零梯形波的表达式为
Figure BDA0003087368430000121
综上分析，图6可以直观的反映出四种波形基波功率占总功率比值变化情况。图6中第一列从上到下分别为幅值为1，频率是2Hz的方波、正弦波、最优化过零方波和本申请所述方法构造的优化过零梯形波，第二列为四种波形对应的频谱图，第三列是四种波形的基波以及谐波功率占信号总功率的比值。首先，正弦波信号基波比例系数1大于优化过零梯形波的基波比例系数0.9665，优化过零梯形波大于最优化过零方波的基波比例系数0.9226和方波的基波比例系数0.8106。其次，方波的3次谐波和5次谐波的比例系数分别约为0.0901和0.0324，最优化过零方波和优化过零梯形波的3次谐波和5次谐波的比例系数相比基波比例系数可以近乎不计。由此可见，优化过零梯形波优于最优化过零方波，最优化过零方波优于方波。同时，在实际含噪环境中信号的各次谐波均淹没在噪声信号中不易被检测出来或者把噪声信号当作谐波信号处理，这些都给后续的井间定位信号处理带来困难。综合信号产生机理、可控性以及精确度等因素，本申请所提出的优化过零梯形波是后续邻井测距激励信号源的理想选择。
在理想不含噪情况下，首先正钻井中磁场传感器探测到其周围三口邻井套管的激励交变磁场信号；随后对原始信号进行DFT处理检测，得到三口已钻井激励信号的基波频率，同时剔除各次谐波频率成分；接下来对三口已钻井的基波频谱进行DFT反变换以恢复出三口已钻井各自的激励信号波形，但由于剔除了各次谐波频率只保留基波频率，故DFT逆运算后的信号为正弦信号。由于邻井间距只与信号强度(幅值)有关而与信号形状无关，因此只要经过该信号处理算法处理后的信号幅值准确即可满足后续的测距要求。最后，如果消噪后的信号幅值不准确，还需要进行幅值校正处理。图7和图8就是按照上述原理进行的正钻井中磁场传感器接收端信号处理结果。
图7中第一列从上到下分别为已钻井1铁质套管发射的激励信号(幅值为10A，频率为1Hz)、已钻井2铁质套管发射的激励信号(幅值为20A，频率为0.5Hz)、已钻井3铁质套管发射的激励信号(幅值为30A，频率为0.125Hz)和三个激励信号叠加后接收端探测到的合成信号；图7中第二列从上到下分别为接收端经信号处理算法后来自已钻井1重构信号(幅值为11.5567A，频率为1Hz)、已钻井2重构信号(幅值为23.1134A，频率为0.5Hz)、已钻井3重构信号(幅值为34.6700A，频率为0.125Hz)和接收端的叠加信号经DFT信号处理算法后的频谱图，其中三个幅值最大谱线对应的频率分别为0.125Hz、0.5Hz和1Hz。由图7可知，不同频率不同幅值的原始信号经信号处理算法后所得幅值均比原始信号幅值大15.567％，这与优化过零梯形波重构后的信号幅值公式的计算结果一致，经过计算可以得出幅度校正系数为0.8653，这样就能保证消噪后的幅度值与原始信号幅度值一致。
图8中第一列从上到下分别为已钻井1铁质套管发射的激励信号(幅值为10A，频率为1Hz)、已钻井2铁质套管发射的激励信号(幅值为10A，频率为0.5Hz)、已钻井3铁质套管发射的激励信号(幅值为10A，频率为0.125Hz)和三个激励信号叠加后接收端探测到的合成信号；图8中第二列从上到下分别为接收端经信号处理算法后来自已钻井1重构信号(幅值为11.5567A，频率为1Hz)、已钻井2重构信号(幅值为11.5567A，频率为0.5Hz)、已钻井3重构信号(幅值为11.5567A，频率为0.125Hz)和接收端的叠加信号经DFT信号处理算法后的频谱图，其中三个幅值最大谱线对应的频率分别为0.125Hz、0.5Hz和1Hz。由图8可知，不同频率相同幅值的原始信号经信号处理算法后所得幅值均比原始信号幅值大15.567％，这与优化过零梯形波重构后的信号幅值公式的计算结果一致，再将该结果乘以幅度校正系数μ＝0.8653，就能得到与原始信号幅度值相等的消噪信号的幅度值。
算法仿真研究
(1)幅值相等频率不等的三频信号的提取
三口已钻井平台激励电流幅值均为10A时，相对应的频率分别为0.125Hz、0.5Hz、1Hz。
三频原始激励信号叠加后的波形如图9左上角位置所示；左侧中间图为三频原始激励信号叠加随机高斯噪声信号的波形，可以看出原始信号完全淹没在噪声中，无法看出原始波形的形状；左下角位置为对含噪信号做DFT变换的频谱图，可以看出三条谱线的幅值最大且相等，对应的频率分别为0.125Hz、0.5Hz、1Hz。
图9中间的三幅图为频谱图经DFT逆变换处理并去除各谐波频率成分后恢复信号，其幅值均为11.5567A，对应的频率从上到下依次为1Hz、0.5Hz、0.125Hz。将幅值11.5567A乘以校正系数，得到重构梯形波信号的幅值为10.00A，该结果原始信号幅值一致。
图9右侧从上到下依次为三口已钻井接收端波形重构的结果。其中右上角位置为接收重构来自已钻井1的信号(实际提取的幅值为10A，频率为1Hz)；右侧中间位置为接收重构来自已钻井2的信号(实际提取的幅值为10A，频率为0.5Hz)；右下角位置为接收重构来自已钻井3的信号(实际提取的幅值为10A，频率为0.125Hz)。
(2)幅值不等频率不等的三频信号的提取
三口已钻井平台激励电流幅值为10A、20A、30A时，其对应的频率依次为1Hz、0.5Hz、0.125Hz。
三频原始激励信号叠加后的波形如图10左上角位置所示；左侧中间图为三频原始激励信号叠加随机高斯噪声信号的波形，可以看出原始信号完全淹没在噪声中，无法看出原始波形的形状；左下角位置为对含噪信号做DFT变换的频谱图，可以看出三条谱线的幅值最大位置所对应的频率分别为0.125Hz、0.5Hz、1Hz。
图10中间的三幅图为频谱图经DFT逆变换处理并去除各谐波频率成分后的恢复信号，其幅值从上到下依次为11.5567A、23.1134A、34.6700A对应的频率从上到下依次为1Hz、0.5Hz、0.125Hz。将幅值11.5567A、23.1134A、34.6700A分别乘以校正系数，得到重构梯形波信号的幅值依次为10.00A、20.00A、30.00A，该结果原始信号幅值一致。
图10右侧从上到下依次为三口已钻井接收端波形重构的结果。其中右上角位置为接收重构来自已钻井1的信号(实际提取的幅值为10A，频率为1Hz)；右侧中间位置为接收重构来自已钻井2的信号(实际提取的幅值为20A，频率为0.5Hz)；右下角位置为接收重构来自已钻井3的信号(实际提取的幅值为30A，频率为0.125Hz)。
通过图9和图10分析可知，重构波形的结构与理论值完全一致，是计算机仿真时所选信号频率和采样频率等因素决定的，恰好没有出现栅栏效应。
实施例四
如图11所示，本发明实施例公开了一种多频电流过零波形信号处理装置，包括：
数据采集模块101：用于通过磁场传感器探测正钻井周围邻井套管的激励交变磁场信号；
DFT算法处理模块102：用于对接收到的含噪的N个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
幅值最大谱线计算模块103：用于找到DFT算法处理后频谱图中N条最大谱线所分别对应的N个频率，比较这N个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这N个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
幅度值计算模块104：用于根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出N个频率所分别对应的N个幅度值；
幅值校正模块105：用于对计算出的N个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值，其中，N为大于2的自然数。
需要说明的是，本申请中所述装置与所述方法相对应，其具体形式可参考本申请所述方法。
综上，首先，通过所述方法构造的过零梯形波的基波功率与总功率的比值大于方波基波功率与总功率比值约15.59％，大于最优化过零方波基波功率与总功率比值约4.39％，小于正弦波相应比值约3.35％。其次，经优化占空比k计算出优化过零梯形波的幅值为1.15567，大于实际过零梯形波的幅值1，即计算幅值大于实际幅值15.567％，后续信号处理时应乘以校正系数μ进行幅值校正，且μ＝0.8653；最后，通过数据分析可知，本申请所选优化过零梯形波基波功率表现比矩形波以及最优化过零方波的表现要好，接近于方波基波功率的数值，并且该优化过零梯形波比普通方波以及最优化过零方波更容易在工程上实现。

Claims (10)

1.一种多频电流过零波形信号处理方法，其特征在于包括如下步骤：
对接收到的含噪的N个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
找到DFT算法处理后频谱图中N条最大谱线所分别对应的N个频率，比较这N个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这N个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出N个频率所分别对应的N个幅度值；
对计算出的N个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值，其中，N为大于2的自然数。
2.如权利要求1所述的多频电流过零波形信号处理方法，其特征在于，所述方法还包括如下步骤：通过磁场传感器探测正钻井周围邻井套管的激励交变磁场信号。
3.如权利要求1所述的多频电流过零波形信号处理方法，其特征在于：
对接收到的含噪的三个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
找到DFT算法处理后频谱图中三条最大谱线所分别对应的三个频率，比较这三个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这三个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
根据过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出三个频率所分别对应的三个幅度值；
对计算出的N＝3个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
4.如权利要求1或3所述的多频电流过零波形信号处理方法，其特征在于：幅值为A的优化过零梯形波重构信号的表达式f(t)为：
Figure FDA0003087368420000021
其中，T为信号的周期。
5.如权利要求1或3所述的多频电流过零波形信号处理方法，其特征在于：对计算出的幅度值分别乘以校正系数0.8653进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
6.一种多频电流过零波形信号处理装置，其特征在于包括：
DFT算法处理模块：用于对接收到的含噪的N个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
幅值最大谱线计算模块：用于找到DFT算法处理后频谱图中N条最大谱线所分别对应的N个频率，比较这N个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这N个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
幅度值计算模块：用于根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出N个频率所分别对应的N个幅度值；
幅值校正模块：用于对计算出的N个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值，其中，N为大于2的自然数。
7.如权利要求6所述的多频电流过零波形信号处理装置，其特征在于，所述装置还包括：
数据采集模块，用于通过磁场传感器探测正钻井周围邻井套管的激励交变磁场信号。
8.如权利要求6所述的多频电流过零波形信号处理装置，其特征在于，所述装置包括：
DFT算法处理模块：用于对接收到的含噪的三个激励交变磁场信号进行DFT算法处理；
幅值最大谱线计算模块：用于找到DFT算法处理后频谱图中三条最大谱线所分别对应的三个频率，比较这三个频率与原始激励信号预设频率是否一致，如果相等则进行下一步，如果不相等则细化特定频段区间，再进行DFT算法处理，直到这三个频率与原始磁场激励信号预设的频率相等为止；
幅度值计算模块：用于根据优化过零梯形波重构信号的幅值计算公式计算出三个频率所分别对应的三个幅度值；
幅值校正模块：用于对计算出的三个幅度值分别进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
9.如权利要求6或8所述的多频电流过零波形信号处理装置，其特征在于，幅值为A的优化过零梯形波重构信号的表达式f(t)为：
Figure FDA0003087368420000031
其中，T为信号的周期。
10.如权利要求6或8所述的多频电流过零波形信号处理装置，其特征在于：所述幅值校正模块用于对计算出的幅度值分别乘以校正系数0.8653进行幅值校正，最终获得逼近真实信号的幅值。
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