CN113190077A - 一种稳压电路 - Google Patents

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Abstract

本发明的实施例公开了一种稳压电路，该电路包括：电源电压输入端、电源电压采样模块、电压转换电流采样电阻、电压调节模块以及电流放大模块，其中，电源电压输入端为电源电压采样模块提供第一电压VDD；电源电压采样模块用于根据第一电压输出第二电压Vs，其中，Vs＝k×VDD，k为电压转换系数，0<k<1；电压转换电流采样电阻的第一端与电源电压采样模块的输出端连接，电压转换电流采样电阻的第一端的电压为Vs，电压转换电流采样电阻的第二端与电压调节模块连接，电压转换电流采样电阻的第二端的电压为V0，V0<Vs；电压调节模块用于调节电压转换电流采样电阻的第二端的电压V0不变；电流放大模块用于将放大后的电流输出至电源电压输入端，以维持第一电压不变。

Description

一种稳压电路
技术领域
本发明涉及电源电压转换技术领域。更具体地，涉及一种稳压电路。
背景技术
常规的稳压电路通常采用LDO线性低压差稳压技术或DC-DC开关稳压技术。LDO技术，通过采样PMOS或PNP线性调整输出电源电压与电路中的基准电压进行误差比较，然后根据误差大小调整调整管的电流使输出电压向相反反向变化，配合稳定补偿电路，使得输出电压在一定的负载范围内趋于稳定。DC-DC开关稳压技术，通过采样输出电压与电路内部基准电压进行误差比较，然后将误差转换为PWM开关信号，调整开关管的通断时间使得输出电压向相反方向变化，它通常需要电感储能、二极管续流、电阻电容滤波以及稳定性补偿电路。然而，这两种电路的电源输入端与输出端是分开的，稳压电路实时监测输出电源，根据输出负载的变化来调整输出电压。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种稳压电路，该电路包括：
电源电压输入端、电源电压采样模块、电压转换电流采样电阻、电压调节模块以及电流放大模块，其中，
所述电源电压输入端为所述电源电压采样模块提供第一电压VDD；
所述电源电压采样模块用于根据所述第一电压输出第二电压Vs，其中，Vs＝k×VDD，k为电压转换系数，0<k<1；
所述电压转换电流采样电阻的第一端与所述电源电压采样模块的输出端连接，所述电压转换电流采样电阻的第一端的电压为Vs，所述电压转换电流采样电阻的第二端与所述电压调节模块连接，所述电压转换电流采样电阻的第二端的电压为V0，V0<Vs；
所述电压调节模块用于调节所述电压转换电流采样电阻的第二端的电压V0不变；
所述电流放大模块用于将放大后的电流输出至所述电源电压输入端，以维持第一电压不变。
在一个具体实施例中，所述电压转换电流采样电阻用于将电压变化转换为电流变化，其中，
Figure BDA0003049679380000021
式中，Rs为所述电压转换电流采样电阻的电阻，IS为所述电压转换电流采样电阻的电流。
在一个具体实施例中，所述电源电压采样模块包括:
N个MOS管，其中，
第一个MOS管的源极连接所述电源电压输入端；
第n个MOS管的漏极和栅极连接第n+1个MOS管的漏极；
第N个MOS管的漏极和栅极接地；
电源电压采样模块的输出端连接第n个MOS管的栅极；
其中，1≤n<N。
在一个具体实施例中，所述MOS管的导电类型为P型或N型。
在一个具体实施例中，所述电压转换系数
Figure BDA0003049679380000022
在一个具体实施例中，所述电源电压采样模块包括：
M个串联连接的电阻器，其中，
第一个电阻器的第一端连接所述电源电压输入端；
第m个电阻器的第二端连接第m+1个电阻器的第一端；
第M个电阻器的第二端接地；
电源电压采样模块的输出端连接第m个电阻器的第二端；
其中，1≤m<M。
在一个具体实施例中，所述电压转换系数
Figure BDA0003049679380000023
在一个具体实施例中，所述电压调节模块包括运算放大器、补偿电容、源极跟随器，
其中，所述运算放大器的正向输入端的输入电压为VREF，所述运算放大器的反向输入端连接所述电压转换电流采样电阻的第二端，所述运算放大器的输出端分别连接所述源极跟随器的栅极和所述补偿电容的第一端，所述源极跟随器的源极连接所述运算放大器的反向输入端，所述源极跟随器的漏极连接所述电流放大模块，所述补偿电容的第二端接地。
在一个具体实施例中，所述电流放大模块包括
第一NMOS管和第二NMOS管，其中，
第一NMOS管的漏极连接所述电压调节模块中源极跟随器的漏极，第一NMOS管的源极接地，第一NMOS管的栅极连接第二NMOS管的栅极，第二NMOS管的源极接地，第二NMOS管的漏极与所述电源电压输入端连接，第一NMOS管的漏极连接第一NMOS管的栅极。
在一个具体实施例中，所述第一NMOS管的漏极输入电流为Is，所述第二NMOS管的漏极输出电流为Q×Is，其中，Q大于1。
本发明的有益效果如下：
本发明公开了一种新型稳压电路，采用低压标准CMOS工艺设计，仅需外接一颗稳压限流电阻，可实现一定电流范围内将外接的高压直流电源电压转换为低压稳压输出，并且能够实时监控自身的负载，通过调整输入电流来调整电压，具有广泛的应用前景。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1示出根据本发明的一个实施例的稳压电路的结构示意图。
图2示出根据本发明的一个实施例的电源采样模块的结构示意图。
图3示出根据本发明的又一个实施例的电源采样模块的结构示意图。
图4示出根据本发明的一个实施例的稳压电路外接稳压电阻的应用示意图。
图5示出根据本发明的一个实施例的稳压电路工作电流范围仿真图形。
图6示出根据本发明的一个实施例的稳压电源的输出电压随输入电源变化的仿真图形。
具体实施方式
为使本发明的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
本发明提供了一种稳压电路，如图1所示，该电路包括：电源电压输入端、电源电压采样模块、电压转换电流采样电阻、电压调节模块以及电流放大模块，
其中，电源电压输入端的电压为VDD，为电源采样模块提供输入电压；电源采样模块的输出电压为Vs＝k×VDD，其中，k为电压转换系数，0<k<1。
所述电压转换电流采样电阻的第一端与所述电源电压采样模块的输出端连接，所述电压转换电流采样电阻的第一端的电压为Vs，所述电压转换电流采样电阻的第二端与所述电压调节模块连接，所述电压转换电流采样电阻的第二端的电压为V0，则所述电压转换电流采样电阻两端的电压值为Vs-V0，其中，V0<Vs。
所述电压转换电流采样电阻用于将电压变化转换为电流变化，其中，
Figure BDA0003049679380000041
式中，Rs为所述电压转换电流采样电阻的电阻，IS为所述电压转换电流采样电阻的电流。
所述电压调节模块用于调节所述电压转换电流采样电阻的第二端的电压V0不变；电流放大模块用于将放大后的电流输出至所述电源电压输入端，以维持VDD不变。
具体地，当电源负载增加，电源电流减小，从而导致VDD升高时，相应的Vs升高，由于V0的值为VREF，电压转换电流采样电阻两端的压差升高，则Is升高，导致运算放大器的反相输入端V0也会升高，运算放大器的输出电压即源极跟随器的栅极电压变小，从而导致源极跟随器的源极电流增加，V0的值减小，保持在VREF,电流放大模块将放大后的电流输出至电源电压输入端，弥补减小的电源电流，从而维持电源电压的稳定，达到稳压的效果。
在一个具体示例中，图2示出了电源采样模块的一种实现方式，其中，电源采样模块的输入电压为VDD，内部采用三个相同的PMOS管串联，第一PMOS管MP1的源极与电源电压输入端连接，第一PMOS管MP1的漏极和栅极与第二PMOS管的源极连接，第二PMOS管MP2的漏极和栅极连接第三PMOS管MP3的源极，第三PMOS管MP3的漏极与栅极接地，电源电压采样模块的输出端与第一PMOS管MP1的漏极连接。本示例中，输出电压Vs＝2/3×VDD，k＝2/3。
需要说明的是，上述电压采样模块的结构是示例性的，在一个更广义的示例中，所述电源电压采样模块包括N个MOS管，其中，第一个MOS管的源极连接所述电源电压输入端；第n个MOS管的漏极和栅极连接第n+1个MOS管的漏极；第N个MOS管的漏极和栅极接地；电源电压采样模块的输出端连接第n个MOS管的栅极；其中，1≤n<N。其中，所述MOS管的导电类型为P型或N型。本领域技术人员应当理解，电压转换系数
Figure BDA0003049679380000051
在一个可选的示例中，图3示出了电源采样模块的又一种实现方式，其中，第一电阻器R1的第一端与所述电源电压输入端连接，第一电阻器R1的第二端与第二电阻器R2的第一端连接，第二电阻器R2的第二端接地，电源电压采样模块的输出端与第一电阻器R1的第二端连接。本示例中，输出电压Vs＝(R2/(R1+R2))×VDD，k＝R2/(R1+R2)。
需要说明的是，上述电压采样模块的结构是示例性的，在一个更广义的示例中，所述电源电压采样模块包括：M个串联连接的电阻器，其中，第一个电阻器的第一端连接所述电源电压输入端；第m个电阻器的第二端连接第m+1个电阻器的第一端；第M个电阻器的第二端接地；电源电压采样模块的输出端连接第m个电阻器的第二端；其中，1≤m<M。本领域技术人员应当理解，电压转换系数
Figure BDA0003049679380000052
在一个具体示例中，所述电压调节模块包括运算放大器OPA、补偿电容C0、源极跟随器MP0，其中，源极跟随器为PMOS管，运算放大器可设计为常规的一级或二级运算放大器，
所述运算放大器OPA的正向输入端的输入电压为VREF，所述运算放大器OPA的反向输入端连接所述电压转换电流采样电阻Rs的第二端，所述运算放大器OPA的输出端分别连接所述源极跟随器MP0的栅极和所述补偿电容C0的第一端，所述源极跟随器MP0的源极连接所述运算放大器OPA的反向输入端，所述源极跟随器MP0的漏极连接所述电流放大模块，所述补偿电容C0的第二端接地。本领域技术人员能够从图1中看出，MP0的源极电压为V0，运算放大器、源极跟随器以及补偿电容C0将V0点设定为VREF，即V0＝VREF。
在一个具体实施例中，所述电流放大模块为电流镜，包括第一NMOS管和第二NMOS管，其中，
第一NMOS管的漏极连接所述电压调节模块中源极跟随器的漏极，第一NMOS管的源极接地，第一NMOS管的栅极连接第二NMOS管的栅极，第二NMOS管的源极接地，第二NMOS管的漏极与所述电源电压输入端连接，第一NMOS管的漏极连接第一NMOS管的栅极。
在一个具体实施例中，源极跟随器将IRs传递给电流放大电路输入NMOS管MN0，所述第一NMOS管的漏极输入电流为Is，所述第二NMOS管的漏极输出电流为Q×Is，其中，Q大于1。电流放大模块能够将电路中电流放大Q倍，并将放大后的电流拉出至电源电压输入端。
也就是说，电压转换电流电阻Rs将两端压差Vs-V0转换为电流(Vs-V0)/Rs，注入到源极跟随器MP0的源端。该电流从MP0的漏端输出，完全流入电流放大电路的电流镜输入管MN0，电流放大电路的电流镜输出端将电流放大Q倍，
IMN1＝Q×(Vs-V0)/Rs＝Q×(k×VDD-V0)/Rs。
式中，IMN1为电流放大模块中流过MP1管的电流，IMN1完全从电源VDD中拉出。
若忽略电源VDD的其它电流消耗，能够得到电源电流
IDD＝(1+Q)×(k×VDD-V0)/Rs
对上式两边取偏微分得到，
Figure BDA0003049679380000061
将上式两边除以
Figure BDA0003049679380000062
得到，
Gm＝(1+Q)×k/Rs
在一定范围内，电源电导Gm只与Rs的倒数成正比，与电压转换系数k成正比，与电流放大比例Q+1成正比，与其它参数无关，特别是与受半导体CMOS工艺影响最大的PMOS/NMOS管的阈值无关。通过选取受工艺影响最小的电阻类型，调整k和Q，可以获取一个最佳Gm范围及VDD的稳压范围。
由此可见，本实施例中的电源电压输入端与输出端为同一个端口，因此，仅需外接一颗稳压限流电阻，可实现一定电流范围内将外接的高压直流电源电压转换为低压稳压输出。它实时监控自身的负载，通过调整输入电流来调整电压。
图4示出了本发明的一种稳压电路外接限流稳压电阻Rin以及输入电压VIN的应用电路。
忽略电源VDD的其它电流，能够得到
(VIN-VDD)/Rin＝(1+Q)×(K×VDD-V0)/Rs
对上式两边的VIN和VDD取偏微分，并变换得到稳压系数
Figure BDA0003049679380000071
通过上式，可以发现，稳压系数
Figure BDA0003049679380000072
受外接电阻Rin与内置电压转换电流采样电阻Rs比例影响，同时受电流放大倍数Q和VDD电压转换系数k影响，而对芯片而言Rs，Q和K均为设计定值，外接电阻Rin会根据应用本身电流范围选取合适值，通常为百欧姆级，而Rs为千欧姆级，将电流放大倍数Q设定为一个合理值，可最大限度的保持稳压电路稳定工作。通常Q选取为200～2000。
图5以及图6通过改变电源的负载电流以及外接电压来验证本发明提供的稳压电路的可靠性，其中，如图5所示，本发明所述一种典型的稳压电路工作电流电流范围仿真图形。从图5中可以发现，电源负载电流IDD在0mA～55mA范围内，VDD保持在3.85V～4.15V的范围，几乎不受CMOS工艺波动影响；如图6所示，本发明所述一种典型的稳压电源输出电压随输入电源变化的仿真图形。从图6中可以发现，在电源负载电流1mA～50mA之间，输入电源电压VIN从8V～14.5V变化，芯片电源电压VDD仍然在3.85V～4.15V之间。
本实施例提供的稳压电路，采用低压标准CMOS工艺设计，仅需外接一颗稳压限流电阻，可实现一定电流范围内将外接的高压直流电源电压转换为低压稳压输出，能够实时监控自身的负载，通过调整输入电流来调整电压，具有广泛的应用前景。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“上”、“下”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
还需要说明的是，在本发明的描述中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (10)

1.一种稳压电路，其特征在于，包括：电源电压输入端、电源电压采样模块、电压转换电流采样电阻、电压调节模块以及电流放大模块，其中，
所述电源电压输入端为所述电源电压采样模块提供第一电压VDD；
所述电源电压采样模块用于根据所述第一电压输出第二电压Vs，其中，Vs＝k×VDD，k为电压转换系数，0<k<1；
所述电压转换电流采样电阻的第一端与所述电源电压采样模块的输出端连接，所述电压转换电流采样电阻的第一端的电压为Vs，所述电压转换电流采样电阻的第二端与所述电压调节模块连接，所述电压转换电流采样电阻的第二端的电压为V0，V0<Vs；
所述电压调节模块用于调节所述电压转换电流采样电阻的第二端的电压V0不变；
所述电流放大模块用于将放大后的电流输出至所述电源电压输入端，以维持第一电压不变。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电压转换电流采样电阻用于将电压变化转换为电流变化，其中，
Figure FDA0003049679370000011
式中，Rs为所述电压转换电流采样电阻的电阻，IS为所述电压转换电流采样电阻的电流。
3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电源电压采样模块包括:
N个MOS管，其中，
第一个MOS管的源极连接所述电源电压输入端；
第n个MOS管的漏极和栅极连接第n+1个MOS管的源极；
第N个MOS管的漏极和栅极接地；
电源电压采样模块的输出端连接第n个MOS管的漏极；
其中，1≤n<N。
4.根据权利要求3所述的电路，其特征在于，所述MOS管的导电类型为P型或N型。
5.根据权利要求3或4所述的电路，其特征在于，所述电压转换系数
Figure FDA0003049679370000012
6.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电源电压采样模块包括：
M个串联连接的电阻器，其中，
第一个电阻器的第一端连接所述电源电压输入端；
第m个电阻器的第二端连接第m+1个电阻器的第一端；
第M个电阻器的第二端接地；
电源电压采样模块的输出端连接第m个电阻器的第二端；
其中，1≤m<M。
7.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，所述电压转换系数
Figure FDA0003049679370000021
8.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述电压调节模块包括运算放大器、补偿电容、源极跟随器，
其中，所述运算放大器的正向输入端的输入电压为VREF，所述运算放大器的反向输入端连接所述电压转换电流采样电阻的第二端，所述运算放大器的输出端分别连接所述源极跟随器的栅极和所述补偿电容的第一端，所述源极跟随器的源极连接所述运算放大器的反向输入端，所述源极跟随器的漏极连接所述电流放大模块，所述补偿电容的第二端接地。
9.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，所述电流放大模块包括
第一NMOS管和第二NMOS管，其中，
第一NMOS管的漏极连接所述电压调节模块中源极跟随器的漏极，第一NMOS管的源极接地，第一NMOS管的栅极连接第二NMOS管的栅极，第二NMOS管的源极接地，第二NMOS管的漏极与所述电源电压输入端连接，第一NMOS管的漏极连接第一NMOS管的栅极。
10.根据权利要求9所述的电路，其特征在于，所述第一NMOS管的漏极输入电流为Is，所述第二NMOS管的漏极输出电流为Q×Is，其中，Q大于1。
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