CN113098523B - 基于数字式delta-sigma与PID的双环控制方法及高精度交流电流源 - Google Patents

基于数字式delta-sigma与PID的双环控制方法及高精度交流电流源 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种数字式delta‑sigma控制方法、双环控制方法及高精度交流电流源，属于开关电源领域，双环控制方法中的外环PID控制为：对目标采样点采样解码及数字PID调节；内环delta‑sigma控制为：对采样点处进行delta‑sigma型AD采样，得到单比特数据流，该数据流的位数达到M位时完成解码，并在每新增加一位时对最新M位数据进行滤波解码，得到有效采样值，内环控制将采样值与数字PID器的输出值的差值并进行积分、量化得到控制信号来控制开关电路。滤波算法简化后降低了时延。delta‑sigma型ADC噪声整形功能可保证采样数据在中低频段准确性，其在高频段的误差由积分器滤除，解决了现有数字式delta‑sigma控制采样速度低、时延大、精度低的问题。双环控制可有效地提高系统的控制精度与响应速度。

Description

基于数字式delta-sigma与PID的双环控制方法及高精度交流 电流源
技术领域
本发明属于开关电源领域，更具体地，涉及一种数字式delta-sigma控制方法、双环控制方法及高精度交流电流源。
背景技术
高精度交流电源在精密制造、精密测量和医疗领域中有着重要应用。其中，开关电源的死区误差、输出滤波器产生的误差等导致其难以实现高精度。目前传统的高精度PWM型电流源采取模拟式控制，移植性差，存在一定的设计难度。此外，音频领域模拟式的delta-sigma调制可以有效抑制死区以实现高精度交流电源，但是模拟式控制在功率较大时容易受干扰而影响精度，且移植性差，存在一定的设计难度。
数字式的delta-sigma调制对采样要求很高，需高速度以获取死区等误差，需低时延以提高环路稳定性并使得环路可运行在较高开关频率来保证带宽，需高精度以控制环路获取数据的准确。现有的采样方案，通常采取误差补偿方式，或者降低波形精度要求，采样调理电路设计复杂并且精度不高，特别的考虑到采样隔离要求，目前采样方案还存在着功率级限制。
发明内容
针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种数字式delta-sigma控制方法、双环控制方法及高精度交流电流源，其目的在于解决现有数字式delta-sigma控制中采样速度低、时延大、精度低的问题。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种数字式delta-sigma控制方法，包括：S1，对待调节电路目标采样点处的信号进行delta-sigma型AD采样，得到单比特的数据流；S2，当所述数据流的位数达到M位时，对所述M位数据流进行滤波解码，得到一有效数据点，M为解码所需数据流的位数；S3，所述数据流的个数每新增加一个，对当前最新采样得到的M位数据流进行滤波解码，得到相应的有效数据点；S4，对各所述有效数据点进行积分，并对积分后的结果进行量化以转化为控制信号；S5，根据所述控制信号控制所述待调节电路，使得所述目标采样点处的信号等于预期信号。
更进一步地，所述S2和S3中利用sinc3滤波解码函数对所述M位数据流进行滤波解码，且滤波过程中所用数据流的位数在1-50之间。
按照本发明的另一个方面，提供了一种基于数字式delta-sigma与PID的双环控制方法，包括：S1′，对待调节电路目标采样点处的信号依次进行采样、解码及数字PID调节后输出；S2′，对所述待调节电路目标采样点处的信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当所述数据流的位数达到M位时，对所述M位数据流进行滤波解码以得到一有效数据点，之后每采样得到一数据流时，对当前最新采样得到的M位数据流进行滤波解码，得到相应的有效数据点，M为解码所需数据流的位数；S3′，对各所述有效数据点与数字PID调节后输出的信号之间的差值进行积分、量化以转化为控制信号；S4′，根据所述控制信号控制所述待调节电路，使得所述目标采样点处的信号等于预期信号。
更进一步地，所述S1′之前还包括：将数字式delta-sigma控制模型中的注入噪声源替换为0到+∞范围内变化的可变增益λ，并基于替换后的模型建立所述待调节电路的传递函数；计算所述传递函数对应的特征方程，并根据所述特征方程中可变增益λ的变化计算绘制所述特征方程的根轨迹；调节PID控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数，直至所述特征方程的根轨迹中仅有一条非对称的根轨迹沿着可变增益λ减小的方向穿越虚轴一次；所述S1′中基于最后一次调节得到的比例参数、积分参数和微分参数进行数字PID调节。
更进一步地，所述特征方程为：
Figure GDA0003580796420000031
其中，L为所述待调节电路中滤波电感的电感值，C为所述待调节电路中滤波电容的电容值，r为所述待调节电路中的综合阻尼，K为所述待调节电路与积分器的等效增益，T1为积分量化与逆变环节的时延，T2为反馈通道的时延，kfb为反馈通道的增益，kp、ki和kd分别为所述比例参数、积分参数和微分参数。
按照本发明的另一个方面，提供了一种基于数字式delta-sigma与PID双环控制的电流源，包括：逆变电路，输出端依次连接有LC滤波器和负载，所述负载通过采样电阻连接至地，所述LC滤波器用于对所述逆变电路输出端的电流信号进行LC滤波，所述采样电阻用于将LC滤波后流过所述负载上的电流信号转化为电压信号；PID外环控制模块，连接所述采样电阻与负载的连接点，用于对所述采样点处的电压信号依次进行采样、隔离解码和数字PID调节后输出；数字式delta-sigma内环控制模块，连接所述逆变电路的桥臂中点和所述PID外环控制模块的输出端，用于对所述桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当所述数据流的位数达到M位时，对所述M位数据流进行滤波解码以得到一有效数据点，之后每采样得到一数据流时，对当前最新采样得到的M位数据流进行滤波解码，得到相应的有效数据点，M为解码所需数据流的位数，以及用于对所述PID外环控制模块输出的信号与各所述有效数据点之间的差值进行积分、量化以转化为驱动信号，以驱动所述逆变电路中的开关管，使得所述逆变电路输出的交流电流等于目标交流电流。
更进一步地，还包括RC滤波器，所述桥臂中点通过所述RC滤波器连接至地；所述数字式delta-sigma内环控制模块用于对经过分压与RC滤波后桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样。
更进一步地，所述采样电阻并联设置有陶瓷电容。
更进一步地，所述数字式delta-sigma内环控制模块根据所述驱动信号调节所述逆变电路中开关管的开关频率和占空比，以使得所述逆变电路输出的交流电流经过滤波后等于目标交流电流。
更进一步地，所述PID外环控制模块包括依次连接的第二隔离采样单元、第二滤波解码单元和PID控制单元；所述第二隔离采样单元和第二滤波解码单元分别依次用于对所述采样电阻采样点处的电压信号进行AD采样和滤波解码；所述PID控制单元用于对所述第二滤波解码单元的解码结果与预置正弦信号之间的差值进行数字PID调节后输出。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)利用delta-sigma隔离型ADC与数学分析简化滤波解码算法，每采样一个单比特数据输出一个滤波解码完毕的多比特数据，提高了解码后采样可用数据的带宽，提高其抗混叠能力，并且将内环采样电路的时延降至最低，利用ADC滤波实现噪声整形，保证采样数据在逆变器所需的中低频段内的准确性，积分滤除采样数据在高频段的误差，且降低了滤波解码的复杂度，解决现有数字式delta-sigma控制中采样速度低、时延大、精度低的问题；
(2)由于其滤波解码的复杂度低，当其采用sinc3滤波解码函数时，滤波队列长度由传统的大于100降低至小于10，从而极大地降低时延提高响应速度，进而提高待调节电路的控制速率，提升待调节电路输出信号的质量，实现高精度控制；
(3)将delta-sigma控制与PID控制相结合，通过delta-sigma内环控制利用其噪声整形原理有效抑制开关电源死区等误差，加入PID控制抑制输出滤波器造成的压降、谐振与磁性饱和等误差，同时在所需的频段内抑制负载端电压变化对输出电流的影响，并且进一步提升了系统对量化误差、死区效应与开关管压降等误差的抑制能力，使得系统具备更好的暂态性能与稳态精度，是一种高性能的高精度交流电流源实现方案，双环均数字化控制使得该方法易于调节拓展；
(4)针对数字式双环控制系统的稳定性问题进行分析设计，给出了判定依据及设计过程，从而保证了高精度的数字式delta-sigma与PID双环控制的逆变器的可实施性。
附图说明
图1为本发明实施例提供的数字式delta-sigma控制方法的流程图；
图2A为delta-sigma控制在半桥拓扑中的电路结构示意图；
图2B为delta-sigma的控制框图；
图2C为delta-sigma的输入伯德图与误差伯德图；
图2D为被等效为白噪声的误差在delta-sigma的噪声整形示意图；
图3为本发明实施例提供的基于数字式delta-sigma与PID的双环控制方法的流程图；
图4为基于数字式delta-sigma与PID双环控制的电流源的电路结构示意图；
图5为图4所示电路结构示意图对应的控制框图；
图6A为delta-sigma+PID控制与现有技术中PWM+PID控制的输入传递函数伯德图对比；
图6B为delta-sigma+PID控制与现有技术中PWM+PID控制的输出电压传递函数伯德图对比；
图6C为delta-sigma+PID控制与现有技术中PWM+PID控制的误差传递函数伯德图对比；
图7为本发明实施例提出的基于数字式delta-sigma与PID双环控制的电流源的实验波形图；
图8为本发明实施例提出的基于数字式delta-sigma与PID双环控制的电流源在负载变化时的实验波形图。
在所有附图中，相同的附图标记用来表示相同的元件或者结构，其中：
1为逆变电路，2为PID外环控制模块为，21为第二隔离采样单元，22为第二滤波解码单元，23为PID控制单元，3为数字式delta-sigma内环控制模块，31为第一隔离采样单元，32为第一滤波解码单元，33为积分器，34为量化比较器。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
实施例一：
图1为本发明实施例提供的数字式delta-sigma控制方法的流程图。参阅图1，对数字式delta-sigma控制方法包括操作S1-操作S5。
操作S1，对待调节电路目标采样点处的信号进行delta-sigma型AD采样，得到单比特的数据流。
待调节电路例如为半桥逆变电路、全桥逆变电路、多电平逆变电路等；目标采样点处例如为半桥逆变电路输出端、全桥逆变电路输出端、多电平逆变电路输出端。
操作S2，当数据流的位数达到M位时，对M位数据流进行滤波解码，得到一有效数据点，M为解码所需数据流的位数。
操作S3，数据流的个数每新增加一个，对当前最新采样得到的M位数据流进行滤波解码，得到相应的有效数据点。
不同于传统方案中将delta-sigma型ADC输出的一比特数据流时间上压缩等待，再低速弹出一个多比特数据的方式，本发明实施例中将一比特数据输入以整体滤波的队列，由此队列中每进入一个单比特数据可输出一个滤波解码完毕的多比特数据。
本实施例中，操作S2和操作S3利用sinc3滤波解码函数对M位数据流进行滤波解码，滤波过程中所用数据流的位数在1-50之间。由于后续操作S4中设置有积分操作，积分具备滤除高频噪声的能力，使得单比特数据后的解码滤波设计极为简单，不同于delta-sigma型ADC传统滤波方式需要多于100单比特数据来滤出得到一个数据的方式，本申请中整体滤波队列中数据的长度更小，介于1-50之间，例如为1、10、15等，为1时即不滤波，从而极大的降低时延提高响应速度，进而提高待调节电路的控制速率，提升待调节电路输出信号的质量，实现高精度控制。
操作S4，对各有效数据点进行积分，并对积分后的结果进行量化以转化为控制信号。
操作S5，根据控制信号控制待调节电路，使得目标采样点处的信号等于预期信号。
以待调节电路为半桥逆变电路为例，操作S4中得到的控制信号为开关驱动信号，驱动半桥逆变电路中的开关管，使得半桥逆变电路将直流信号转换为交流信号，且输出电压或输出电流等于其对应的预期值。
实施例二：
图3为本发明实施例提供的基于数字式delta-sigma与PID的双环控制方法的流程图。参阅图3，结合图2A-图2D，对本实施例中基于数字式delta-sigma与PID的双环控制方法进行详细说明。
delta-sigma控制在半桥拓扑中的电路结构如图2A所示，delta-sigma的控制框图如图2B所示。由于delta-sigma型ADC采样频率很高，例如采用AD7405采样芯片时采样率为20Mb/s，且低通滤波器设计为具备抗混叠特性，因此，使用模拟式的传递函数表示的准确性足够，分析更为明确。图2A所示控制框图中，可以将积分器增益设置为很大的值来保证良好的噪声整形效果。延时环节用于控制delta-sigma的输出变化速率，即控制半桥拓扑中的开关频率。物理角度上，输入x(t)在几个调控周期内可近似看作恒定值，输入值与量化输出值相减，积分器对相减结果进行积分，保证积分后的值在小范围内波动，便可实现输出对输入的脉冲等效。从数学角度分析，图2A所示控制框图中，输入信号x(t)的传递函数为：
Figure GDA0003580796420000081
误差信号e(t)的传递函数为：
Figure GDA0003580796420000082
为分析其特性，画出输入信号和误差信号的传递函数，其中设置延时T1＝2us、T2＝6us，积分增益K＝105，时延限制了最高67.5kHz的开关频率，此结构的伯德图如图2C所示。参阅图2C，可以看出，输入信号的传递函数表现为低通特性，即输入信号通过delta-sigma调制后很少衰减；误差传递函数则表现为高通滤波属性，即可抑制低频段误差；这被称为噪声整形，如图2D所示。
由此可知，通过delta-sigma内环控制，可利用噪声整形原理有效抑制开关电源死区等误差；但是delta-sigma控制未考虑滤波器效应，并且对负载端电压变化的对输出电流的影响也未有抑制措施，无法实现高精度的电流源；对此，加入PID控制抑制滤波器造成的压降、谐振与磁性饱和等误差，同时在所需的频段内抑制负载端电压变化对输出电流的影响，并且进一步提升了系统对量化误差、死区效应与开关管压降等误差的抑制能力，使得系统具备更好的暂态性能与稳态精度，是一种高性能的高精度交流电流源实现方案，双环均数字化使得该方案易于调节拓展。
基于上述分析，本实施例提供了一种基于数字式delta-sigma与PID的双环控制方法，将PID外环控制与实施例一种的数字式delta-sigma内环控制相结合，控制电流源的输出电流保持准确及稳定。参阅图3，该方法包括操作S1′-操作S4′。
执行操作S1′之前，方法还包括操作S10′-操作S12′。
在操作S10′中，将数字式delta-sigma控制模型中的注入噪声源替换为0到+∞范围内变化的可变增益λ，并基于替换后的模型建立待调节电路的传递函数。待调节电路例如为电流源等。
在操作S11′中，计算传递函数对应的特征方程，并根据特征方程中可变增益λ的变化计算绘制特征方程的根轨迹。得到的特征方程为：
Figure GDA0003580796420000091
其中，L为待调节电路中滤波电感的电感值，C为待调节电路中滤波电容的电容值，r为待调节电路中的综合阻尼，K为待调节电路与积分器的等效增益，T1为积分量化与逆变环节的时延，T2为反馈通道的时延，kfb为反馈通道的增益，kp、ki和kd分别为比例参数、积分参数和微分参数。
在操作S12′中，调节PID控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数，直至特征方程的根轨迹中仅有一条非对称的根轨迹沿着可变增益λ减小的方向穿越虚轴一次。需要注意的是，对于上下平面对称的根轨迹，仅考虑单侧根轨迹(即上平面的根轨迹或下平面的根轨迹)，此时操作S3中，调节PID外环控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数，直至该单侧根轨迹沿着可变增益λ减小的方向穿越虚轴一次。
操作S1′，对待调节电路目标采样点处的信号依次进行采样、解码及数字PID调节后输出。待调节电路目标采样点处的信号例如为电流源输出电流转化得到的电压信号，具体地，对电压信号依次进行AD采样和滤波解码，并将解码结果与预置正弦信号相减，对相减结果进行数字PID调节后输出。
具体地，基于操作S12′中最后一次调节得到的比例参数、积分参数和微分参数进行PID调节。需要说明的是，本实施例中，PID调节的部分参数可以调节为0，即形成PI控制或PD控制，由此对电压信号依次进行采样、解码及数字PI调节后输出，或者对电压信号依次进行采样、解码及数字PD调节后输出。
操作S2′，对待调节电路目标采样点处的信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当数据流的位数达到M位时，对M位数据流进行滤波解码以得到一有效数据点，之后每采样得到一数据流时，对当前最新采样得到的M位数据流进行滤波解码，得到相应的有效数据点，M为解码所需数据流的位数。
本实施例中，操作S2′中采样、滤波解码的过程与实施例一操作S1-操作S3中采样、滤波解码的原理及过程相同，此处不再赘述。
操作S3′，对各有效数据点与数字PID调节后输出的信号之间的差值进行积分、量化以转化为控制信号。
具体地，将操作S2′中滤波解码后得到的各有效数据点与操作S1′中数字PID调节后输出的结果相减，并在对相减结果进行积分之后，对积分后的结果进行量化以得到控制信号。
操作S4′，根据控制信号控制待调节电路，使得目标采样点处的信号等于预期信号。具体地，例如根据控制信号控制电流源中各开关管的开关频率以及占空比，使得电流源输出的电流信号满足需求。
实施例三：
图4为基于数字式delta-sigma与PID双环控制的电流源的电路结构示意图。参阅图4，结合图5-图8，对本实施例中的电流源进行详细说明。
基于数字式delta-sigma与PID双环控制的电流源包括逆变电路1、PID外环控制模块2和数字式delta-sigma内环控制模块3。逆变电路1输出端依次连接有LC滤波器负载，负载通过和采样电阻连接至地。LC滤波器用于对逆变电路1输出端的电流信号进行LC滤波。采样电阻用于将LC滤波后负载上的电流信号转化为电压信号。PID外环控制模块2连接采样电阻与负载的连接点，用于对上述电压信号依次进行采样、隔离解码和数字PID调节后输出。数字式delta-sigma内环控制模块3连接逆变电路1的桥臂中点和PID外环控制模块2的输出端，用于对桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当数据流的位数达到M位时，对M位数据流进行滤波解码以得到一有效数据点，之后每采样得到一数据流时，对当前最新采样得到的M位数据流进行滤波解码，得到相应的有效数据点，M为解码所需数据流的位数，以及用于对PID外环控制模块2输出的信号与各有效数据点之间的差值进行积分、量化以转化为驱动信号，以驱动逆变电路1中的开关管，使得逆变电路1输出的交流电流等于目标交流电流。其控制框图如图5所示。
逆变电路1为半桥逆变电路、全桥逆变电路或多电平逆变电路等。采样电阻并联设置有陶瓷电容以提高采样精度，当采样电阻选用同轴分流器时精度最高。PID外环控制模块2的输入端连接采样电阻与负载的连接点。以逆变电路1为电压型半桥逆变电路为例，参阅图4，该电压型半桥逆变电路由两个开关管以及原边直流稳压电容C2和C3组成，通过交替控制这两个开关管的通断来实现逆变功能。
PID外环控制模块2包括依次连接的第二隔离采样单元21、第二滤波解码单元22和PID控制单元23。第二隔离采样单元21用于对采样电阻转化后的电压信号进行AD采样。第二滤波解码单元22用于对第二隔离采样单元21的采样结果进行滤波解码。PID控制单元23用于对第二滤波解码单元22的解码结果与预置正弦信号之间的差值进行数字PID调节后输出，并将输出结果传输至数字式delta-sigma内环控制模块3。PID控制单元23为FPGA芯片或DSP芯片，利用FPGA或DSP实现PID控制与通信。
以第二隔离采样单元21为AD7405隔离采样芯片、PID控制单元23为FPGA控制形成的PID外环控制模块2为例，其控制过程为：采样电阻将负载电流转化为电压信号，AD7405从采样电阻上采样，利用FPGA调节PID控制参数，实现PID控制后输入至数字式delta-sigma内环控制模块3中的积分器，由此便可将输出滤波器引入反馈控制中。
数字式delta-sigma内环控制模块3包括依次连接的第一隔离采样单元31、第一滤波解码单元32、积分器33和量化比较器34。
第一隔离采样单元31例如选用集成隔离功能的采样芯片AD7405，用于对桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流。进一步地，数字式delta-sigma内环控制模块3还包括RC滤波器，RC滤波器例如为一阶RC滤波器，桥臂中点通过RC滤波器连接至地，第一隔离采样单元31对RC滤波后桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样。
第一隔离采样单元31选用delta-sigma型ADC，可以在其内部集成磁隔离模块，或者外接隔离芯片传输数据，其可高速采样并转化为对应采样率的单比特数据流，由于该类delta-sigma型ADC具备噪声整形的特点，数据流符合脉冲等效原则，即经过滤波器滤除高频噪声后可以获得一个精准的原采样值。
第一滤波解码单元32用于对第一隔离采样单元31采样得到的数据流进行滤波解码以得到各有效数据点。第一滤波解码单元32不同于传统方案中将delta-sigma型ADC输出的一比特数据流时间上压缩等待，再低速弹出一个多比特数据的方式，而是将一比特数据输入以整体滤波的队列，由此队列中每进入一个单比特数据可输出一个滤波解码完毕的多比特数据。具体地，当第一隔离采样单元31采样得到的数据流达到M位时，第一滤波解码单元32对该M位数据流进行滤波解码以得到一有效数据点，之后第一隔离采样单元31每采样得到一数据流，第一滤波解码单元32对最新得到的M位数据流进行滤波解码以得到相应的有效数据点。
根据本发明实施例，第一滤波解码单元32利用sinc3滤波解码函数对数据流进行滤波解码，滤波过程中所用数据流的位数在1-15之间。由于数字式delta-sigma内环控制模块3中设置有积分器33，积分具备滤除高频噪声的能力，使得单比特数据后的解码滤波设计极为简单，不同于delta-sigma型ADC传统滤波方式需要多于100单比特数据来滤出得到一个数据的方式，本申请中整体滤波队列中数据的长度更小，介于1-15之间，为1时即不滤波，从而极大的降低时延提高响应速度，进而使得开关频率提高，由此提升波形质量实现高精度的电流源。
积分器33用于对PID外环控制模块2输出的信号与第一滤波解码单元32输出的数据点之间的差值进行积分，并将积分结果输出至量化比较器34。量化比较器34用于将积分器33输出的积分结果与参考电压进行比较以生成量化值，再将量化值转化为对应驱动器的驱动信号，并将驱动信号输出至驱动电路，使得驱动电路根据驱动信号驱动逆变电路1的开关管，使得逆变电路1将直流信号转换为交流信号。
积分器33可设计为理想积分器或有损积分器，可以为一阶积分器或高阶积分器，从而使得数字式delta-sigma内环控制模块3实现相应的一阶控制或高阶控制。量化比较器34为单比特量化比较器或多比特量化比较器，根据逆变电路1的电平数确定。此外，量化比较器34的比较环节可以设置为具备一定的滞回特性或时延特性。
数字式delta-sigma内环控制模块3的控制过程为：逆变电路1桥臂中点处的信号经RC滤波器低通滤波后经AD7405芯片采样，经过第一滤波解码单元32滤波解码后与PID外环控制模块2输出的信号相减，积分器33对相减结果进行积分处理后输出至量化比较器34，量化比较器34将积分记过与参考电压(例如零电平)相比以产生高低电平信号，使得驱动芯片根据该高低电平信号控制逆变电路1中的开关管便可实现负反馈。利用FPGA或DSP实现delta-sigma控制与通信。进一步地，数字式delta-sigma内环控制模块3根据其生成的驱动信号控制逆变电路1中各开关管的开关频率以及占空比。
图6A-6C示出了本实施例delta-sigma+PID控制与现有技术PWM+PID控制的控制效果对比图。参阅图6A，可以看出，加入PID控制后，delta-sigma和PWM相比，可抑制滤波器造成的压降、谐振和磁性饱和等误差；；参阅图6B，可以看出，delta-sigma控制与PWM一样在加入PID控制后，负载端电压变化对输出电流的影响被有效抑制；参阅图6C，可以看出，delta-sigma+PID控制没有误差的谐振尖峰，与开环PWM、PWM+PID或delta-sigma控制相比，具备更优的误差抑制性能；由此表明，delta-sigma+PID控制较传统的PWM与PWM+PID，具备更好的误差抑制能力，较单纯的delta-sigma控制，进一步提升了系统对量化误差、死区效应与开关管压降等误差的抑制能力，使得系统具备更好的暂态性能与稳态精度，是一种高性能的高精度交流电流元实现方案。参阅图7，可以看出，本实施例中delta-sigma+PID控制可以将输出电流的总谐波失真降低至0.15％，具有很好的控制效果。参阅图8，可以看出，在负载变化的情况下，输出电流很快稳定，具备很好的暂态特性，并且几乎没有稳态误差，可以作为一种高精度的交流电流源。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于数字式delta-sigma与PID的双环控制方法，其特征在于，包括：
S1′，对待调节电路目标采样点处的信号依次进行采样、解码及数字PID调节后输出；
S2′，对所述待调节电路目标采样点处的信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当所述数据流的位数达到M位时，对所述M位数据流进行滤波解码以得到一有效数据点，之后每采样得到一数据流时，对当前最新采样得到的M位数据流进行滤波解码，得到相应的有效数据点，M为解码所需数据流的位数；
S3′，对各所述有效数据点与数字PID调节后输出的信号之间的差值进行积分、量化以转化为控制信号；
S4′，根据所述控制信号控制所述待调节电路，使得所述目标采样点处的信号等于预期信号；
其中，所述S1′之前还包括：
将数字式delta-sigma控制模型中的注入噪声源替换为0到+∞范围内变化的可变增益λ，并基于替换后的模型建立所述待调节电路的传递函数；
计算所述传递函数对应的特征方程，并根据所述特征方程中可变增益λ的变化计算绘制所述特征方程的根轨迹；
调节PID控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数，直至所述特征方程的根轨迹中仅有一条非对称的根轨迹沿着可变增益λ减小的方向穿越虚轴一次；
所述S1′中基于最后一次调节得到的比例参数、积分参数和微分参数进行数字PID调节。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述特征方程为：
Figure FDA0003580796410000021
其中，L为所述待调节电路中滤波电感的电感值，C为所述待调节电路中滤波电容的电容值，r为所述待调节电路中的综合阻尼，K为所述待调节电路与积分器的等效增益，T1为积分量化与逆变环节的时延，T2为反馈通道的时延，kfb为反馈通道的增益，kp、ki和kd分别为所述比例参数、积分参数和微分参数。
3.一种基于数字式delta-sigma与PID双环控制的电流源，其特征在于，包括：
逆变电路(1)，输出端依次连接有LC滤波器和负载，所述负载通过采样电阻连接至地，所述LC滤波器用于对所述逆变电路(1)输出端的电流信号进行LC滤波，所述采样电阻用于将LC滤波后所述负载上的电流信号转化为电压信号；
PID外环控制模块(2)，连接所述采样电阻与负载的连接点，用于对所述电压信号依次进行采样、隔离解码和数字PID调节后输出；
数字式delta-sigma内环控制模块(3)，连接所述逆变电路(1)的桥臂中点和所述PID外环控制模块(2)的输出端，用于对所述桥臂中点的电压信号进行delta-sigma型AD采样以得到单比特的数据流，当所述数据流的位数达到M位时，对所述M位数据流进行滤波解码以得到一有效数据点，之后每采样得到一数据流时，对当前最新采样得到的M位数据流进行滤波解码，得到相应的有效数据点，M为解码所需数据流的位数，以及用于对所述PID外环控制模块(2)输出的信号与各所述有效数据点之间的差值进行积分、量化以转化为驱动信号，以驱动所述逆变电路(1)中的开关管，使得所述逆变电路(1)输出的交流电流等于目标交流电流；
其中，所述PID外环控制模块(2)还用于将数字式delta-sigma控制模型中的注入噪声源替换为0到+∞范围内变化的可变增益λ，并基于替换后的模型建立待调节电路的传递函数；计算所述传递函数对应的特征方程，并根据所述特征方程中可变增益λ的变化计算绘制所述特征方程的根轨迹；调节PID控制模型中的比例参数、积分参数和微分参数，直至所述特征方程的根轨迹中仅有一条非对称的根轨迹沿着可变增益λ减小的方向穿越虚轴一次；并基于最后一次调节得到的比例参数、积分参数和微分参数进行数字PID调节。
4.如权利要求3所述的电流源，其特征在于，还包括RC滤波器，所述桥臂中点通过所述RC滤波器连接至地；所述数字式delta-sigma内环控制模块(3)用于对经过分压与RC滤波后的桥臂中点电压信号进行delta-sigma型AD采样。
5.如权利要求3所述的电流源，其特征在于，所述采样电阻并联设置有陶瓷电容。
6.如权利要求3所述的电流源，其特征在于，所述数字式delta-sigma内环控制模块(3)根据所述驱动信号调节所述逆变电路(1)中开关管的开关频率和占空比，以使得所述逆变电路(1)输出的交流电流等于目标交流电流。
7.如权利要求3-6任一项所述的电流源，其特征在于，所述PID外环控制模块(2)包括依次连接的第二隔离采样单元(21)、第二滤波解码单元(22)和PID控制单元(23)；
所述第二隔离采样单元(21)和第二滤波解码单元(22)分别依次用于对所述采样电阻采样点处的电压信号进行AD采样和滤波解码；所述PID控制单元(23)用于对所述第二滤波解码单元(22)的解码结果与预置正弦信号之间的差值进行数字PID调节后输出。
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