CN113098306B - 五电平及多电平层叠式多单元变换器调制控制方法 - Google Patents

五电平及多电平层叠式多单元变换器调制控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种五电平及多电平层叠式多单元变换器调制控制方法，五电平层叠式多单元变换器，包括三个桥臂，每个桥臂为一相。每个桥臂均包括：第一模块单元、第二模块单元、上悬浮电容和下悬浮电容；多电平层叠式多单元变换器，包括三个桥臂，每个桥臂为一相。每个桥臂均包括：n个模块单元、n‑1个上悬浮电容和n‑1个下悬浮电容；所述载波调制方法相比原有方法的主要优势在于直接通过载波比较方式获取各个开关管的驱动信号，且能实现对于所述五电平及多电平层叠式多单元变换器中点电压和悬浮电容电压的同时控制。此外，该方案自然的避免了大换流回路开关切换过程，具有动态响应快、悬浮电容电压波动小、开关频率更低的优势。

Description

五电平及多电平层叠式多单元变换器调制控制方法
技术领域
本发明涉及一种在五电平及多电平叠式多单元变换器中的调制策略及其配合的控制方案。
背景技术
层叠式多单元变换器(stacked multicell converter，SMC)是一种新的混合多电平拓扑。该拓扑由多个飞跨电容型变换器堆叠在一起，具有输出电平扩展简单、所需箝位电容容量小、功率密度高和易于模块化等优点。目前已成功应用于通用电气的MV6系列中高压、大功率交流传动装置之中。五电平及多电平层叠式多单元变换器存在悬浮电容电压不平衡和类似于二极管箝位型三电平变换器拓扑的直流母线中点电位低频波动问题。而悬浮电容电压偏移和直流母线中点低频电位波动会对输出电压电流总谐波失真(TotalHarmonic Distortion，THD)器件电压应力、共模电压、系统损耗等多方面造成影响，因此，需要相应的解决方案来抑制中点电位波动同时实现悬浮电容电压的平衡。
目前，抑制中点电位波动同时实现悬浮电容电压的平衡的方案可分成基于载波调制的方案和基于空间矢量调制的方案两类；空间矢量调制方案需要从众多的冗余矢量和开关状态中选择合适的开关序列，因此算法较为复杂，系统资源占用较大，且脉冲产生较为困难。另一方面，现有采用往三相电压调制波中注入特定的零序分量，在此基础上引入悬浮电容电压平衡控制的方案受限于系统功率因数和调制度，只能在一定范围内起到一定的抑制作用，无法实现全功率因数范围内抑制低频波动。另一种常见的中点电压低频波动抑制方法为双调制波方案，但现有方法在层叠式多单元变换器的应用中需要额外设计代价函数和脉冲产生方案，且无法规避大回路换流过程，因此造成了更高的电压电流应力和更高的开关频率。此外，上述两种方案均无法实现中点电压控制和悬浮电容电压平衡控制的解耦。
发明内容
本发明提出了一种调制控制方法，以解决现有方法无法实现五电平及多电平层叠式多单元变换器在全功率因数范围内抑制低频波动同时控制悬浮电容电压的问题。
为达到以上目的，本发明采取的技术方案是：
一种五电平层叠式多单元变换器，包括：三个桥臂，每个桥臂为一相。每个桥臂均包括：第一模块单元、第二模块单元、上悬浮电容和下悬浮电容；第一模块单元和第二模块单元均包括：三个输入端子，三个输出端子和四个开关管；三个输入端子分别为输入端子一、输入端子二和输入端子三，三个输出端子分别为输出端子一、输出端子二和输出端子三，四个开关管分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述开关管通常可选用IGBT或MOSFET；所述第一模块单元或第二模块单元中，第一开关管和第二开关管构成第一换流单元，第三开关管和第四开关管构成第二换流单元，第一开关管的第一极为输入端子一，第二开关管的第二极为输入端子二，第四开关管的第二极为输入端子三，第一开关管的第二极为输出端子一，第三开关管的第二极为输出端子二，第四开关管的第一极为输出端子三，第二开关管的第一极与第三开关管的第一极相连；第一模块单元的输入端子一、输入端子二、输入端子三分别与第二模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三相连，上悬浮电容的第一极与第二极分别与第一模块单元的输入端子一和输入端子二相连，下悬浮电容的第一极与第二极分别与第一模块单元的输入端子二和输入端子三相连；第一模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三直接相连作为该相交流输出端；直流侧上母线电容的第一极与第二极分别与第二模块单元的输入端子一和输入端子二相连，直流侧下母线电容的第一极与第二极分别与第二模块单元的输入端子二和输入端子三相连；
本发明提供的五电平层叠式多单元变换器的调制控制方法，包括以下步骤：
确定以直流母线一半标幺后的三相调制波中的最大值和最小值；
在此基础上计算得到各相的上调制波和下调制波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；确定调制过程第一模块单元和第二模块单元的第一载波和第二载波；其中第一载波和第二载波幅值相等且相位相反；
根据上调制波和下调制波是否处于钳位状态，即是否等于零或等于一，判断该相调制波用于该相悬浮电容电压偏移调整或是中点电压调整；接着根据悬浮电容电压偏移量或中点电压偏移量调节上调制波和下调制波，计算得到该相第一模块单元的第一、第二调制波以及第二模块单元的第三、第四调制波；
根据各相第一至第四调制波以及相位相反的第一载波和第二载波，计算得到各相的四个换流单元的PWM信号；
根据各换流单元的PWM信号控制各换流单元中的开关管。
一种多电平层叠式多单元变换器，包括：三个桥臂，每个桥臂为一相。每个桥臂均包括：n(n≥2，且n为整数)个模块单元、n-1个上悬浮电容和n-1个下悬浮电容；n个模块单元分别为：第一模块单元、第二模块单元、……、第n模块单元；每个模块单元均包括：三个输入端子、三个输出端子和四个开关管；三个输入端子分别为输入端子一、输入端子二和输入端子三，三个输出端子分别为输出端子一、输出端子二和输出端子三，四个开关管分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述开关管通常可选用IGBT或MOSFET；所述模块单元中，第一开关管和第二开关管构成第一换流单元，第三开关管和第四开关管构成第二换流单元，第一开关管的第一极为输入端子一，第二开关管的第二极为输入端子二，第四开关管的第二极为输入端子三，第一开关管的第二极为输出端子一，第三开关管的第二极为输出端子二，第四开关管的第一极为输出端子三，第二开关管的第一极与第三开关管的第一极相连；第i(n-1≥i≥1，且i为整数)模块单元的输入端子一、输入端子二、输入端子三分别与第i+1模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三相连，第i个上悬浮电容的第一极与第二极分别与第i模块单元的输入端子一和输入端子二相连，第i个下悬浮电容的第一极与第二极分别与第i模块单元的输入端子二和输入端子三相连；第一模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三直接相连作为该相交流输出端；直流侧上母线电容的第一极与第二极分别与第n模块单元的输入端子一和输入端子二相连，直流侧下母线电容的第一极与第二极分别与第n模块单元的输入端子二和输入端子三相连；
本发明提供的多电平层叠式多单元变换器的调制控制方法，包括以下步骤：
确定以直流母线一半标幺后的三相调制波中的最大值和最小值；
在此基础上计算得到各相的上调制波和下调制波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；确定调制过程n个模块单元的n个载波；n个载波满足载波移相原理幅值相等且相位相差2π/n；
根据各相上调制波和下调制波是否处于钳位状态，即是否等于零或等于一，判断该相调制波用于该相悬浮电容电压偏移调整或是中点电压调整；接着根据悬浮电容电压偏移量或中点电压偏移量调节上调制波和下调制波，计算得到该相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；
根据各相2n个调制波以及n个相位相差2π/n的载波计算得到各相2n个换流单元的PWM信号，实现对于各相开关管的控制，以实现全功率因数范围内抑制低频波动并保证悬浮电容电压平衡。
所述载波调制方法相比原有方法的主要优势在于直接通过载波比较方式获取各个开关管的驱动信号，且能实现对于所述五电平及多电平层叠式多单元变换器中点电压和悬浮电容电压的同时控制。此外，该方案自然的避免了大换流回路开关切换过程，具有动态响应快、悬浮电容电压波动小、开关频率更低的优势。
附图说明
本发明有如下附图：
图1为五电平层叠式多单元变换器中桥臂的结构示意图。
图2为模块单元的结构示意图。
图3为五电平层叠式多单元变换器调制控制方法流程图。
图4为五电平层叠式多单元变换器在一个基波周期内的调制波形示意图。
图5为当该相上调制波和下调制波均不钳位时的示意图。
图6为当该相下调制波钳位时的示意图。
图7为五电平层叠式多单元变换器调制控制装置示意图。
图8为11.2欧姆5mH阻感负载下，悬浮电容电压动态过程的实验波形示意图。
图9为11.2欧姆5mH阻感负载下，直流侧中点电压动态过程的实验波形示意图。
图10为异步电机VVVF工况下的实验波形示意图。
图11为多电平层叠式多单元变换器中桥臂的结构示意图。
图12为多电平层叠式多单元变换器调制控制方法流程图。
图13为多电平层叠式多单元变换器在一个基波周期内调制示意图。
图14为多电平层叠式多单元变换器调制控制装置示意图。
具体实施方式
以下结合附图1-14对本发明作进一步详细说明。
具体的，一种五电平层叠式多单元变换器调制控制方法，应用于五电平层叠式多单元变换器。所述五电平层叠式多单元变换器包括：三个桥臂，每个桥臂为一相。如图1所示，每个桥臂均包括：第一模块单元、第二模块单元、上悬浮电容13和下悬浮电容14；如图2所示，第一模块单元和第二模块单元均包括：三个输入端子，三个输出端子和四个开关管；三个输入端子分别为输入端子一21、输入端子二22和输入端子三23，三个输出端子分别为输出端子一24、输出端子二25和输出端子三26，四个开关管分别为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4；所述开关管通常可选用IGBT或MOSFET；所述第一模块单元或第二模块单元中，第一开关管S1和第二开关管S2构成第一换流单元27，第三开关管S3和第四开关管S4构成第二换流单元28，第一开关管S1的第一极为输入端子一21，第二开关管S2的第二极为输入端子二22，第四开关管S4的第二极为输入端子三23，第一开关管S1的第二极为输出端子一24，第三开关管S3的第二极为输出端子二25，第四开关管S4的第一极为输出端子三26，第二开关管S2的第一极与第三开关管S3的第一极相连；第一模块单元的输入端子一21、输入端子二22、输入端子三23分别与第二模块单元的输出端子一24、输出端子二25、输出端子三26相连，上悬浮电容13的第一极与第二极分别与第一模块单元的输入端子一21和输入端子二22相连，下悬浮电容14的第一极与第二极分别与第一模块单元的输入端子二22和输入端子三23相连；第一模块单元的输出端子一24、输出端子二25、输出端子三26直接相连作为该相交流输出端；直流侧上母线电容15的第一极与第二极分别与第二模块单元的输入端子一21和输入端子二22相连，直流侧下母线电容16的第一极与第二极分别与第二模块单元的输入端子二22和输入端子三23相连；当直流母线电压为E，总共可以输出E/2，E/4，0，-E/4，-E/2五种电平。
该五电平层叠式多单元变换器调制控制方法，参见图3，包括：
31确定三相调制波中的最大值和最小值；
32计算得到各相的上调制波、下调制波、第一载波和第二载波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；
规定三相调制电压vao、vbo和vco如公式(1)所示：
Figure GDA0003508141260000051
式中：m＝2Vm/E代表三相调制电压的调制比，Vm为三相调制电压的幅值，E为直流母线电压，ω表示输出角频率；
则，上调制波vxu和下调制波vxd如公式(2)所示：
Figure GDA0003508141260000052
其中，vxo为x(x＝a,b,c)相调制电压，根据双载波移相原理，计算得到调制过程第一模块单元和第二模块单元的第一载波和第二载波；第一载波和第二载波幅值相等且相位相反；图4是五电平层叠式多单元变换器在一个基波周期内的调制波形。
33判断各相调制波状态，计算各相悬浮电容电压偏移和中点电位；当上调制波大于零且小于一，且下调制波大于零且小于一时，该相调制波根据中点电压偏移计算第一至第四调制波；当上调制波等于零，该相调制波根据该相下悬浮电容电压偏移计算第一至第四调制波；当下调制波等于一时，该相调制波根据该相上悬浮电容电压偏移计算第一至第四调制波；
直流侧中点电压偏差瞬时值△vc如公式(3)所示：
Figure GDA0003508141260000053
式中vC1和vC2分别表示直流侧下母线电容电压和直流侧上母线电容电压。
假设直流侧下母线电容和直流侧上母线电容容值均为C，则当该相调制波根据中点电压偏移调整时，所调节的占峰比△np如公式(4)所示：
△np＝C△vc/(IxTs) (4)
式中Ix是一个控制周期负载电流的平均值，Ts是控制周期。根据公式(4)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡中点电位的目的；
三相悬浮电容电压偏差瞬时值如公式(5)所示：
Figure GDA0003508141260000061
式中vfx12和vfx11分别表示x相上、下悬浮电容电压瞬时值，△vfx12和△vfx11分别表示x相上下悬浮电容电压偏差瞬时值。
当该相调制波根据上悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比△Dx2如公式(6)所示：
Figure GDA0003508141260000062
式中，Cfx12为上悬浮电容容值。根据公式(6)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡上悬浮电容电位的目的；
当该相调制波根据下悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比△Dx1如公式(7)所示：
Figure GDA0003508141260000063
式中，Cfx11为下悬浮电容容值。根据公式(7)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡下悬浮电容电位的目的。
34计算各相四个换流单元的第一至第四调制波，分别记为vxu1、vxd1、vxu2和vxd2。
当该相调制波根据中点电压偏移调整时，第一调制波和第三调制波为上调制波减去根据中点电压偏移计算出的占峰比的一半，第二调制波和第四调制波为下调制波加上根据中点电压偏移计算出的占峰比的一半，如式(8)所示：
Figure GDA0003508141260000064
当该相调制波根据该相悬浮电容电压偏移调整时，如果上调制波等于零，则第一调制波和第三调制波等于上调制波，第二调制波为下调制波加上根据该相下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第四调制波为下调制波减去根据该相下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，如式(9)所示：
Figure GDA0003508141260000071
如果下调制波等于一，则第一调制波为上调制波加上根据该相上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第三调制波为上调制波减去根据该相上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第二调制波和第四调制波等于下调制波，如式(10)所示：
Figure GDA0003508141260000072
35根据各相调整后的第一至第四调制波以及相位相反的第一载波和第二载波，计算得到各相的四个换流单元的PWM信号；根据各相第一调制波和第一载波计算得到第一模块单元的第一换流单元27的PWM信号；根据各相第二调制波和第一载波计算得到第一模块单元的第二换流单元28的PWM信号；根据各相第三调制波和第二载波计算得到第二模块单元的第一换流单元27的PWM信号；根据各相第四调制波和第二载波计算得到第二模块单元的第二换流单元28的PWM信号；
36根据各换流单元的PWM信号控制各换流单元中的开关管；第一模块单元的第一换流单元27的PWM信号控制第一模块单元的第一换流单元27的第一开关管S1和第二开关管S2；第一模块单元的第二换流单元28的PWM信号控制第一模块单元的第二换流单元28的第三开关管S3和第四开关管S4；第二模块单元的第一换流单元27的PWM信号控制第二模块单元的第一换流单元27的第一开关管S1和第二开关管S2；第二模块单元的第二换流单元28的PWM信号控制第二模块单元的第二换流单元28的第三开关管S3和第四开关管S4；图5是当该相上调制波和下调制波均不钳位时的实例。
该相的第一调制波和第一载波计算得到该相的第一模块单元的第一换流单元27的PWM信号；
该相的第二调制波和第一载波计算得到该相的第一模块单元的第二换流单元28的PWM信号；
该相的第三调制波和第二载波计算得到该相的第二模块单元的第一换流单元27的PWM信号；
该相的第四调制波和第二载波计算得到该相的第二模块单元的第二换流单元28的PWM信号；
图6是当该相下调制波钳位时的实例；
该相的第一调制波和第一载波计算得到该相的第一模块单元的第一换流单元27的PWM信号；
该相的第二调制波和第一载波计算得到该相的第一模块单元的第二换流单元28的PWM信号；
该相的第三调制波和第二载波计算得到该相的第二模块单元的第一换流单元27的PWM信号；
该相的第四调制波和第二载波计算得到该相的第二模块单元的第二换流单元28的PWM信号；
一种五电平层叠式多单元变换器调制控制装置如图7所示，包括：
第一判断单元Ⅰ，用于判断三相调制波中的最大值和最小值；
第一计算单元Ⅰ，用于计算得到各相的上调制波、下调制波、第一载波和第二载波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；第一载波和第二载波根据移相原理，幅值相等且相位相反；
第二判断单元Ⅰ，用于根据各相的上调制波、下调制波确定该相控制目标；当上调制波大于零且小于一，且下调制波大于零且小于一时，该相调制波根据中点电压偏移调整；当上调制波等于零，或下调制波等于一时，该相调制波根据该相悬浮电容电压偏移调整；
第二计算单元Ⅰ，用于计算各相两个模块单元的第一至第四调制波；
第三计算单元Ⅰ，用于根据各相第一至第四调制波和第一载波、第二载波，计算各相四个换流单元的PWM信号；
输出单元Ⅰ，用于输出各相八个开关管的PWM信号；其中第一模块单元的第一换流单元27的PWM信号控制第一模块单元的第一换流单元27的第一开关管S1和第二开关管S2；第一模块单元的第二换流单元28的PWM信号控制第一模块单元的第二换流单元28的第三开关管S3和第四开关管S4；第二模块单元的第一换流单元27的PWM信号控制第二模块单元的第一换流单元27的第一开关管S1和第二开关管S2；第二模块单元的第二换流单元28的PWM信号控制第二模块单元的第二换流单元28的第三开关管S3和第四开关管S4。
图8所示，为11.2欧姆5mH阻感负载下，悬浮电容电压动态过程的实验波形，整个过程中中点电压低频波动被完全消除，且不受悬浮电容的电压控制的影响。
图9所示，为11.2欧姆5mH阻感负载下，直流侧中点电压动态过程的实验波形，中点电压迅速调整至额定值，低频波动被完全消除，且不会影响悬浮电容的电压平衡。
图10所示，为异步电机VVVF工况下的实验波形，整个过程中中点电压低频波动被完全消除，且悬浮电容的电压保持平衡。
一种多电平层叠式多单元变换器调制控制方法，应用于多电平层叠式多单元变换器。所述多电平层叠式多单元变换器，包括：三个桥臂，每个桥臂为一相，如图11所示，每个桥臂均包括：n(n≥2，且n为整数)个模块单元、n-1个上悬浮电容13和n-1个下悬浮电容14，n个模块单元分别为：第一模块单元、第二模块单元、……、第n模块单元；如图2所示，每个模块单元均包括：三个输入端子，三个输出端子和四个开关管；三个输入端子分别为输入端子一21、输入端子二22和输入端子三23，三个输出端子分别为输出端子一24、输出端子二25和输出端子三26，四个开关管分别为第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4；所述开关管通常可选用IGBT或MOSFET；所述模块单元中，第一开关管S1和第二开关管S2构成第一换流单元27，第三开关管S3和第四开关管S4构成第二换流单元28，第一开关管S1的第一极为输入端子一21，第二开关管S2的第二极为输入端子二22，第四开关管S4的第二极为输入端子三23，第一开关管S1的第二极为输出端子一24，第三开关管S3的第二极为输出端子二25，第四开关管S4的第一极为输出端子三26，第二开关管S2的第一极与第三开关管S3的第一极相连；第i(n-1≥i≥1，且i为整数)模块单元的输入端子一21、输入端子二22、输入端子三23分别与第i+1模块单元的输出端子一24、输出端子二25、输出端子三26相连，第i个上悬浮电容13的第一极与第二极分别与第i模块单元的输入端子一21和输入端子二22相连，第i个下悬浮电容14的第一极与第二极分别与第i模块单元的输入端子二22和输入端子三23相连；第一模块单元的输出端子一21、输出端子二22、输出端子三23直接相连作为该相交流输出端；直流侧上母线电容15的第一极与第二极分别与第n模块单元的输入端子一21和输入端子二22相连，直流侧下母线电容16的第一极与第二极分别与第n模块单元的输入端子二22和输入端子三23相连；当直流母线电压为E，总共可以输出2n-1种电平。
该多电平层叠式多单元变换器调制控制方法，参见图12，包括：
131确定三相调制波中的最大值和最小值；
132计算得到各相的上调制波、下调制波、n个模块单元的n个载波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；
规定三相调制电压如公式(1)所示；
则，上调制波vxu和下调制波vxd如公式(2)所示；
确定调制过程n个模块单元的n个载波；n个载波满足载波移相原理幅值相等且相位相差2π/n；
图13是多电平层叠式多单元变换器在一个基波周期内调制示意图，相邻载波之间相位相差2π/n。
133判断各相调制波状态，计算各相悬浮电容电压偏移和中点电位；当上调制波大于零且小于一，且下调制波大于零且小于一时，该相调制波根据中点电压偏移计算计算得到该相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；当上调制波等于零，该相调制波根据该相第n-1个下悬浮电容电压偏移计算得到该相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；当下调制波等于一时，该相调制波根据该相第n-1个上悬浮电容电压偏移计算得到该相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；
直流侧中点电压偏差瞬时值△vc如公式(3)所示；
当该相调制波根据中点电压偏移调整时，所调节的占峰比△np如公式(4)所示；根据公式(4)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡中点电位的目的；
计算三相悬浮电容电压偏差瞬时值，如公式(11)所示：
Figure GDA0003508141260000101
式中vfxi2和vfxi2分别表示x相第i个上、下悬浮电容电压瞬时值，E为直流母线电压，△vfxi2和△vfxi1分别表示x相第i个上、下悬浮电容电压偏差瞬时值；
当该相调制波根据上悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比如公式(12)所示：
Figure GDA0003508141260000102
式中，△Dxi2为x相调制波根据第i个上悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比，Cfxi2为第i个上悬浮电容容值；根据公式(12)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡上悬浮电容电位的目的；
当该相调制波根据下悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比如公式(13)所示：
Figure GDA0003508141260000103
式中，△Dxi1为x相调制波根据第i个下悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比，Cfxi1为第i个下悬浮电容容值；根据公式(13)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡下悬浮电容电位的目的。
134计算得到该相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；分别记为vxu(2i-1)和vxd(2i)；
当该相调制波根据中点电压偏移调整时，第i模块单元的第2i-1调制波为上调制波减去根据中点电压偏移计算出的占峰比的一半，第i模块单元的第2i调制波为下调制波加上根据中点电压偏移计算出的占峰比的一半，如公式(14)所示：
Figure GDA0003508141260000104
当该相调制波根据该相悬浮电容电压偏移调整时，如果上调制波等于零，则第i模块单元的第2i-1调制波vxu(2i-1)等于上调制波，第二调制波vxd2为下调制波加上根据该相第1个下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第2i调制波vxd(2i)为下调制波减去根据该相第i-1个下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半再加上根据该相第i个下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第2n调制波vxd(2n)为下调制波减去根据该相第n-1个下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，如公式(15)所示：
Figure GDA0003508141260000111
式中，△Dx11为x相调制波根据第1个下悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dx(i-1)1为x相调制波根据第i-1个下悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dx(n-1)1为x相调制波根据第n-1个下悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dxi1为x相调制波根据第i个下悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比；
如果下调制波等于一，则第一调制波为上调制波加上根据该相第1个上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第2i-1调制波为下调制波减去根据该相第i-1个上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半再加上根据该相第i个上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第2n-1调制波为下调制波减去根据该相第n-1个上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第i模块单元的第2i调制波等于下调制波，如公式(16)所示：
Figure GDA0003508141260000112
式中，△Dx12为x相调制波根据第1个上悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dx(i-1)2为x相调制波根据第i-1个上悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dx(n-1)2为x相调制波根据第n-1个上悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dxi2为x相调制波根据第i个上悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，
135根据各相2n个调制波以及n个相位相差2π/n的载波计算得到各相2n个换流单元的PWM信号；具体包括：
根据各相第2i-1调制波和第i载波计算得到第i模块单元的第一换流单元27的PWM信号；根据各相第2i调制波和第i载波计算得到第i模块单元的第二换流单元28的PWM信号；136根据各换流单元的PWM信号控制各换流单元中的开关管；第i模块单元的第一换流单元27的PWM信号控制第i模块单元的第一换流单元27的第一开关管S1和第二开关管S2；第i模块单元的第二换流单元28的PWM信号控制第i模块单元的第二换流单元28的第三开关管S3和第四开关管S4；
所述多电平层叠式多单元变换器调制控制装置如图14所示，包括：
第一判断单元Ⅱ，用于判断三相调制波中的最大值和最小值；
第一计算单元Ⅱ，用于计算得到各相的上调制波、下调制波、n个模块单元的n个载波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；n个载波满足载波移相原理幅值相等且相位相差2π/n；
第二判断单元Ⅱ，用于根据各相的上调制波、下调制波确定该相控制目标；当上调制波大于零且小于一，且下调制波大于零且小于一时，该相调制波根据中点电压偏移调整；当上调制波等于零，或下调制波等于一时，该相调制波根据该相悬浮电容电压偏移调整；
第二计算单元Ⅱ，用于计算各相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；
第三计算单元Ⅱ，用于根据各相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波和n个幅值相等且相位相差2π/n的载波，计算各相第i模块单元的第一换流单元27和第二换流单元28的PWM信号；
输出单元Ⅱ，用于输出各相开关管的PWM信号；其中第i模块单元的第一换流单元27的PWM信号控制第i模块单元的第一换流单元27的第一开关管S1和第二开关管S2；第i模块单元的第二换流单元28的PWM信号控制第i模块单元的第二换流单元28的第三开关管S3和第四开关管S4。
本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (8)

1.一种五电平层叠式多单元变换器调制控制方法，应用于五电平层叠式多单元变换器，所述五电平层叠式多单元变换器，包括：三个桥臂，每个桥臂为一相，每个桥臂均包括：第一模块单元、第二模块单元、上悬浮电容和下悬浮电容；第一模块单元和第二模块单元均包括：三个输入端子、三个输出端子和四个开关管；所述开关管选用IGBT或MOSFET；三个输入端子分别为输入端子一、输入端子二和输入端子三，三个输出端子分别为输出端子一、输出端子二和输出端子三，四个开关管分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述第一模块单元或第二模块单元中，第一开关管和第二开关管构成第一换流单元，第三开关管和第四开关管构成第二换流单元，第一开关管的第一极为输入端子一，第二开关管的第二极为输入端子二，第四开关管的第二极为输入端子三，第一开关管的第二极为输出端子一，第三开关管的第二极为输出端子二，第四开关管的第一极为输出端子三，第二开关管的第一极与第三开关管的第一极相连；第一模块单元的输入端子一、输入端子二、输入端子三分别与第二模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三相连，上悬浮电容的第一极与第二极分别与第一模块单元的输入端子一和输入端子二相连，下悬浮电容的第一极与第二极分别与第一模块单元的输入端子二和输入端子三相连；第一模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三直接相连作为该相交流输出端；直流侧上母线电容的第一极与第二极分别与第二模块单元的输入端子一和输入端子二相连，直流侧下母线电容的第一极与第二极分别与第二模块单元的输入端子二和输入端子三相连；其特征在于，所述五电平层叠式多单元变换器调制控制方法包括以下步骤：
(1)确定以直流母线电压一半标幺后的三相调制波中的最大值和最小值；在此基础上计算得到各相的上调制波和下调制波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；确定调制过程第一模块单元和第二模块单元的第一载波和第二载波；其中第一载波和第二载波幅值相等且相位相反；
(2)根据上调制波和下调制波是否处于钳位状态，判断该相调制波用于该相悬浮电容电压偏移调整或是中点电压调整；接着根据悬浮电容电压偏移量或中点电压偏移量调节上调制波和下调制波，计算得到该相第一模块单元的第一、第二调制波以及第二模块单元的第三、第四调制波；
(3)根据各相第一至第四调制波以及相位相反的第一载波和第二载波，计算得到各相的四个换流单元的PWM信号；
(4)根据各换流单元的PWM信号控制各换流单元中的开关管；
步骤(1)具体包括：
计算三相调制波，规定三相调制电压分别为vao、vbo和vco具体如公式(1)所示：
Figure FDA0003508141250000021
式中：m＝2Vm/E代表三相调制电压的调制比，Vm为三相调制电压的幅值，E为直流母线电压，ω表示输出角频率；
确定三相调制波中的最大值和最小值并计算各相上调制波vxu和下调制波vxd具体如公式(2)所示：
Figure FDA0003508141250000022
其中，vxo为x相调制电压，x＝a,b,c；
根据双载波移相原理，计算得到调制过程第一模块单元和第二模块单元的第一载波和第二载波；第一载波和第二载波幅值相等且相位相反。
2.根据权利要求1所述的五电平层叠式多单元变换器调制控制方法，其特征在于，步骤(2)具体包括：
判断各相调制波状态，当上调制波大于零且小于一，且下调制波大于零且小于一时，该相调制波根据中点电压偏移计算第一至第四调制波；当上调制波等于零，该相调制波根据该相下悬浮电容电压偏移计算第一至第四调制波；当下调制波等于一时，该相调制波根据该相上悬浮电容电压偏移计算第一至第四调制波；
计算直流侧中点电压偏差瞬时值△vc，具体如公式(3)所示：
Figure FDA0003508141250000023
式中vC1和vC2分别表示直流侧下母线电容电压和直流侧上母线电容电压；
假设直流侧下母线电容和直流侧上母线电容容值均为C，当该相调制波根据中点电压偏移调整时，所调节的占峰比△np如公式(4)所示：
△np＝C△vc/(IxTs) (4)
式中Ix是一个控制周期负载电流的平均值，Ts是控制周期；根据公式(4)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡中点电位的目的；
计算三相悬浮电容电压偏差瞬时值，具体如公式(5)所示：
Figure FDA0003508141250000024
式中vfx12和vfx11分别表示x相上、下悬浮电容电压瞬时值，E为直流母线电压，△vfx12和△vfx11分别表示x相上、下悬浮电容电压偏差瞬时值；
当该相调制波根据上悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比△Dx2如公式(6)所示：
Figure FDA0003508141250000031
式中，Cfx12为上悬浮电容容值；根据公式(6)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡上悬浮电容电位的目的；
当该相调制波根据下悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比△Dx1如公式(7)所示：
Figure FDA0003508141250000032
式中，Cfx11为下悬浮电容容值；根据公式(7)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡下悬浮电容电位的目的；
各相第一至第四调制波，分别记为vxu1、vxd1、vxu2和vxd2；
当该相调制波根据中点电压偏移调整时，第一调制波和第三调制波为上调制波减去根据中点电压偏移计算出的占峰比的一半，第二调制波和第四调制波为下调制波加上根据中点电压偏移计算出的占峰比的一半，如式(8)所示：
Figure FDA0003508141250000033
当该相调制波根据该相悬浮电容电压偏移调整时，如果上调制波等于零，则第一调制波和第三调制波等于上调制波，第二调制波为下调制波加上根据该相下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第四调制波为下调制波减去根据该相下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，如式(9)所示：
Figure FDA0003508141250000034
如果下调制波等于一，则第一调制波为上调制波加上根据该相上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第三调制波为上调制波减去根据该相上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第二调制波和第四调制波等于下调制波，如式(10)所示：
Figure FDA0003508141250000035
3.根据权利要求2所述的五电平层叠式多单元变换器调制控制方法，其特征在于，步骤(3)具体包括：
根据各相第一调制波和第一载波计算得到第一模块单元的第一换流单元的PWM信号；
根据各相第二调制波和第一载波计算得到第一模块单元的第二换流单元的PWM信号；
根据各相第三调制波和第二载波计算得到第二模块单元的第一换流单元的PWM信号；
根据各相第四调制波和第二载波计算得到第二模块单元的第二换流单元的PWM信号；
第一模块单元的第一换流单元的PWM信号控制第一模块单元的第一换流单元的第一开关管和第二开关管；第一模块单元的第二换流单元的PWM信号控制第一模块单元的第二换流单元的第三开关管和第四开关管；第二模块单元的第一换流单元的PWM信号控制第二模块单元的第一换流单元的第一开关管和第二开关管；第二模块单元的第二换流单元的PWM信号控制第二模块单元的第二换流单元的第三开关管和第四开关管。
4.一种五电平层叠式多单元变换器调制控制装置，执行权利要求1所述的控制方法并应用于五电平层叠式多单元变换器，所述五电平层叠式多单元变换器，包括：三个桥臂，每个桥臂为一相，每个桥臂均包括：第一模块单元、第二模块单元、上悬浮电容和下悬浮电容；第一模块单元和第二模块单元均包括：三个输入端子、三个输出端子和四个开关管；所述开关管选用IGBT或MOSFET；三个输入端子分别为输入端子一、输入端子二和输入端子三，三个输出端子分别为输出端子一、输出端子二和输出端子三，四个开关管分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述第一模块单元或第二模块单元中，第一开关管和第二开关管构成第一换流单元，第三开关管和第四开关管构成第二换流单元，第一开关管的第一极为输入端子一，第二开关管的第二极为输入端子二，第四开关管的第二极为输入端子三，第一开关管的第二极为输出端子一，第三开关管的第二极为输出端子二，第四开关管的第一极为输出端子三，第二开关管的第一极与第三开关管的第一极相连；第一模块单元的输入端子一、输入端子二、输入端子三分别与第二模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三相连，上悬浮电容的第一极与第二极分别与第一模块单元的输入端子一和输入端子二相连，下悬浮电容的第一极与第二极分别与第一模块单元的输入端子二和输入端子三相连；第一模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三直接相连作为该相交流输出端；直流侧上母线电容的第一极与第二极分别与第二模块单元的输入端子一和输入端子二相连，直流侧下母线电容的第一极与第二极分别与第二模块单元的输入端子二和输入端子三相连；其特征在于，所述控制装置包括：
第一判断单元Ⅰ，用于判断三相调制波中的最大值和最小值；
第一计算单元Ⅰ，用于计算得到各相的上调制波、下调制波、第一载波和第二载波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；第一载波和第二载波根据移相原理，幅值相等且相位相反；
第二判断单元Ⅰ，用于根据各相的上调制波、下调制波确定该相控制目标；当上调制波大于零且小于一，且下调制波大于零且小于一时，该相调制波根据中点电压偏移调整；当上调制波等于零，或下调制波等于一时，该相调制波根据该相悬浮电容电压偏移调整；
第二计算单元Ⅰ，用于计算各相两个模块单元的第一至第四调制波；
第三计算单元Ⅰ，用于根据各相第一至第四调制波和第一载波、第二载波，计算各相四个换流单元的PWM信号；
输出单元Ⅰ，用于输出各相八个开关管的PWM信号；其中第一模块单元的第一换流单元的PWM信号控制第一模块单元的第一换流单元的第一开关管和第二开关管；第一模块单元的第二换流单元的PWM信号控制第一模块单元的第二换流单元的第三开关管和第四开关管；第二模块单元的第一换流单元的PWM信号控制第二模块单元的第一换流单元的第一开关管和第二开关管；第二模块单元的第二换流单元的PWM信号控制第二模块单元的第二换流单元的第三开关管和第四开关管。
5.一种多电平层叠式多单元变换器调制控制方法，应用于多电平层叠式多单元变换器，所述多电平层叠式多单元变换器，包括：三个桥臂，每个桥臂为一相，每个桥臂包括：n个模块单元、n-1个上悬浮电容、n-1个下悬浮电容，n个模块单元分别为：第一模块单元、第二模块单元、……、第n模块单元，其中n≥2，且n为整数；每个模块单元均包括：三个输入端子、三个输出端子和四个开关管；所述开关管选用IGBT或MOSFET；三个输入端子分别为输入端子一、输入端子二和输入端子三，三个输出端子分别为输出端子一、输出端子二和输出端子三，四个开关管分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述模块单元中，第一开关管和第二开关管构成第一换流单元，第三开关管和第四开关管构成第二换流单元，第一开关管的第一极为输入端子一，第二开关管的第二极为输入端子二，第四开关管的第二极为输入端子三，第一开关管的第二极为输出端子一，第三开关管的第二极为输出端子二，第四开关管的第一极为输出端子三，第二开关管的第一极与第三开关管的第一极相连；第i模块单元的输入端子一、输入端子二、输入端子三分别与第i+1模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三相连，其中n-1≥i≥1，且i为整数，第i个上悬浮电容的第一极与第二极分别与第i模块单元的输入端子一和输入端子二相连，第i个下悬浮电容的第一极与第二极分别与第i模块单元的输入端子二和输入端子三相连；第一模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三直接相连作为该相交流输出端；直流侧上母线电容的第一极与第二极分别与第n模块单元的输入端子一和输入端子二相连，直流侧下母线电容的第一极与第二极分别与第n模块单元的输入端子二和输入端子三相连；其特征在于，所述多电平层叠式多单元变换器调制控制方法包括以下步骤：
(1)确定以直流母线一半标幺后的三相调制波中的最大值和最小值；在此基础上计算得到各相的上调制波和下调制波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；确定调制过程n个模块单元的n个载波；n个载波满足载波移相原理幅值相等且相位相差2π/n；
(2)根据上调制波和下调制波是否处于钳位状态，判断该相调制波用于该相悬浮电容电压偏移调整或是中点电压调整；接着根据悬浮电容电压偏移量或中点电压偏移量调节上调制波和下调制波，计算得到该相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；
(3)根据各相2n个调制波以及n个相位相差2π/n的载波计算得到各相2n个换流单元的PWM信号；
(4)根据各换流单元的PWM信号控制各换流单元中的开关管；
步骤(1)具体包括：
计算三相调制波，规定三相调制电压分别为vao、vbo和vco具体如公式(1)所示：
Figure FDA0003508141250000061
式中：m＝2Vm/E代表三相调制电压的调制比，Vm为三相调制电压的幅值，E为直流母线电压，ω表示输出角频率；
确定三相调制波中的最大值和最小值并计算各相上调制波vxu和下调制波vxd具体如公式(2)所示：
Figure FDA0003508141250000062
其中，vxo为x相调制电压，x＝a,b,c；
确定调制过程n个模块单元的n个载波；n个载波满足载波移相原理幅值相等且相位相差2π/n。
6.根据权利要求5所述的多电平层叠式多单元变换器调制控制方法，其特征在于，步骤(2)具体包括：
判断各相调制波状态，当上调制波大于零且小于一，且下调制波大于零且小于一时，该相调制波根据中点电压偏移计算得到该相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；当上调制波等于零，该相调制波根据该相第n-1个下悬浮电容电压偏移计算得到该相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；当下调制波等于一时，该相调制波根据该相第n-1个上悬浮电容电压偏移计算得到该相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；
计算直流侧中点电压偏差瞬时值△vc，具体如公式(3)所示：
Figure FDA0003508141250000063
式中vC1和vC2分别表示直流侧下母线电容电压和直流侧上母线电容电压；
假设直流侧下母线电容和直流侧上母线电容容值均为C，当该相调制波根据中点电压偏移调整时，所调节的占峰比△np如公式(4)所示：
△np＝C△vc/(IxTs) (4)
式中Ix是一个控制周期负载电流的平均值，Ts是控制周期；根据公式(4)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡中点电位的目的；
计算三相悬浮电容电压偏差瞬时值，如公式(11)所示：
Figure FDA0003508141250000071
式中vfxi2和vfxi2分别表示x相第i个上下悬浮电容电压瞬时值，E为直流母线电压，△vfxi2和△vfxi1分别表示x相第i个上、下悬浮电容电压偏差瞬时值；
当该相调制波根据上悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比如公式(12)所示：
Figure FDA0003508141250000072
式中，△Dxi2为x相调制波根据第i个上悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比，Cfxi2为第i个上悬浮电容容值；根据公式(12)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡上悬浮电容电位的目的；
当该相调制波根据下悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比如公式(13)所示：
Figure FDA0003508141250000073
式中，△Dxi1为x相调制波根据第i个下悬浮电容电压偏移调整时，所调节的占峰比，Cfxi1为第i个下悬浮电容容值；根据公式(13)，实时计算出需要调节的占峰比，达到平衡下悬浮电容电位的目的；
各相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；分别记为vxu(2i-1)和vxd(2i)；
当该相调制波根据中点电压偏移调整时，第i模块单元的第2i-1调制波为上调制波减去根据中点电压偏移计算出的占峰比的一半，第i模块单元的第2i调制波为下调制波加上根据中点电压偏移计算出的占峰比的一半，如式(14)所示：
Figure FDA0003508141250000074
当该相调制波根据该相悬浮电容电压偏移调整时，如果上调制波等于零，则第i模块单元的第2i-1调制波vxu(2i-1)等于上调制波，第二调制波vxd2为下调制波加上根据该相第1个下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第2i调制波vxd(2i)为下调制波减去根据该相第i-1个下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半再加上根据该相第i个下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第2n调制波vxd(2n)为下调制波减去根据该相第n-1个下悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，如式(15)所示；
Figure FDA0003508141250000081
式中，△Dx11为x相调制波根据第1个下悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dx(i-1)1为x相调制波根据第i-1个下悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dx(n-1)1为x相调制波根据第n-1个下悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dxi1为x相调制波根据第i个下悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比；
如果下调制波等于一，则第一调制波为上调制波加上根据该相第1个上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第2i-1调制波为下调制波减去根据该相第i-1个上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半再加上根据该相第i上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第2n-1调制波为下调制波减去根据该相第n-1个上悬浮电容电压偏移计算出的占峰比的一半，第i模块单元的第2i-1调制波等于下调制波，如公式(16)所示：
Figure FDA0003508141250000082
式中，△Dx12为x相调制波根据第1个上悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dx(i-1)2为x相调制波根据第i-1个上悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dx(n-1)2为x相调制波根据第n-1个上悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比，△Dxi2为x相调制波根据第i个上悬浮电容电压偏移调整时所调节的占峰比。
7.根据权利要求6所述的多电平层叠式多单元变换器调制控制方法，其特征在于，步骤(3)具体包括：
根据各相第2i-1调制波和第i载波计算得到第i模块单元的第一换流单元的PWM信号；
根据各相第2i调制波和第i载波计算得到第i模块单元的第二换流单元的PWM信号；第i模块单元的第一换流单元的PWM信号控制第i模块单元的第一换流单元的第一开关管和第二开关管；第i模块单元的第二换流单元的PWM信号控制第i模块单元的第二换流单元的第三开关管和第四开关管。
8.一种多电平层叠式多单元变换器调制控制装置，执行权利要求5所述的控制方法并应用于多电平层叠式多单元变换器，所述多电平层叠式多单元变换器，包括：三个桥臂，每个桥臂为一相，每个桥臂包括：n个模块单元、n-1个上悬浮电容、n-1个下悬浮电容，n个模块单元分别为：第一模块单元、第二模块单元、……、第n模块单元，其中n≥2，且n为整数；每个模块单元均包括：三个输入端子、三个输出端子和四个开关管；所述开关管选用IGBT或MOSFET；三个输入端子分别为输入端子一、输入端子二和输入端子三，三个输出端子分别为输出端子一、输出端子二和输出端子三，四个开关管分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述模块单元中，第一开关管和第二开关管构成第一换流单元，第三开关管和第四开关管构成第二换流单元，第一开关管的第一极为输入端子一，第二开关管的第二极为输入端子二，第四开关管的第二极为输入端子三，第一开关管的第二极为输出端子一，第三开关管的第二极为输出端子二，第四开关管的第一极为输出端子三，第二开关管的第一极与第三开关管的第一极相连；第i模块单元的输入端子一、输入端子二、输入端子三分别与第i+1模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三相连，其中n-1≥i≥1，且i为整数，第i个上悬浮电容的第一极与第二极分别与第i模块单元的输入端子一和输入端子二相连，第i个下悬浮电容的第一极与第二极分别与第i模块单元的输入端子二和输入端子三相连；第一模块单元的输出端子一、输出端子二、输出端子三直接相连作为该相交流输出端；直流侧上母线电容的第一极与第二极分别与第n模块单元的输入端子一和输入端子二相连，直流侧下母线电容的第一极与第二极分别与第n模块单元的输入端子二和输入端子三相连；其特征在于，所述控制装置包括：
第一判断单元Ⅱ，用于判断三相调制波中的最大值和最小值；
第一计算单元Ⅱ，用于计算得到各相的上调制波、下调制波、n个模块单元的n个载波；其中，各相的上调制波为各相调制波与所述最小值之差的一半，各相的下调制波为各相调制波与所述最大值之差的一半加一；n个载波满足载波移相原理幅值相等且相位相差2π/n；
第二判断单元Ⅱ，用于根据各相的上调制波、下调制波确定该相控制目标；当上调制波大于零且小于一，且下调制波大于零且小于一时，该相调制波根据中点电压偏移调整；当上调制波等于零，或下调制波等于一时，该相调制波根据该相悬浮电容电压偏移调整；
第二计算单元Ⅱ，用于计算各相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波；
第三计算单元Ⅱ，用于根据各相第i模块单元的第2i-1、第2i调制波和n个幅值相等且相位相差2π/n的载波，计算各相第i模块单元的第一换流单元和第二换流单元的PWM信号；
输出单元Ⅱ，用于输出各相开关管的PWM信号；其中第i模块单元的第一换流单元的PWM信号控制第i模块单元的第一换流单元的第一开关管和第二开关管；第i模块单元的第二换流单元的PWM信号控制第i模块单元的第二换流单元的第三开关管和第四开关管。
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Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103427695A (zh) * 2013-08-30 2013-12-04 阳光电源股份有限公司 一种三相五电平变换器电容电位平衡控制方法及系统
CN104283432A (zh) * 2013-07-03 2015-01-14 通用电气公司 联合共模电压注入系统和方法
CN106877719A (zh) * 2017-04-27 2017-06-20 阳光电源股份有限公司 一种中点箝位型三相三电平变换器及其调制方法
CN106911260A (zh) * 2017-04-26 2017-06-30 阳光电源股份有限公司 一种多电平逆变器的控制方法、装置以及逆变器
CN107196536A (zh) * 2017-05-03 2017-09-22 浙江大学 一种具有中点平衡和共模电压抑制能力的三电平svpwm方法
CN108809133A (zh) * 2018-05-16 2018-11-13 中国人民解放军海军工程大学 一种有源中点钳位五电平逆变器电容电压平衡控制方法

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104283432A (zh) * 2013-07-03 2015-01-14 通用电气公司 联合共模电压注入系统和方法
CN103427695A (zh) * 2013-08-30 2013-12-04 阳光电源股份有限公司 一种三相五电平变换器电容电位平衡控制方法及系统
CN106911260A (zh) * 2017-04-26 2017-06-30 阳光电源股份有限公司 一种多电平逆变器的控制方法、装置以及逆变器
CN106877719A (zh) * 2017-04-27 2017-06-20 阳光电源股份有限公司 一种中点箝位型三相三电平变换器及其调制方法
CN107196536A (zh) * 2017-05-03 2017-09-22 浙江大学 一种具有中点平衡和共模电压抑制能力的三电平svpwm方法
CN108809133A (zh) * 2018-05-16 2018-11-13 中国人民解放军海军工程大学 一种有源中点钳位五电平逆变器电容电压平衡控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A Voltage Balanced Back-to-Back Stacked Multicell Converter;Gaurav Sharma et al;《2016 IEEE 7th Power India International Conference》;IEEE;20161127;附图1 *

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