CN113054910B - 电容振荡电路、电容检测电路及检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供电容振荡电路、电容检测电路及检测方法，所述振荡电路包括：充电电流源的输出端使用时与外接电容相连；第一斩波器的第一输入端与所述开关的第一端相连，所述第一斩波器的第二输入端与参考电压输出端相连；第一比较器的输入端与所述第一斩波器的输出端相连；第二斩波器的输入端与所述第一比较器的输出端相连，第二斩波器的输出端还与所述开关的第三端相连；分频器的输入端与第二斩波器的输出端相连，分频器的输出端与第一斩波器的控制端和第二斩波器的控制端相连；其解决了现有技术中的电容检测电路中的比较器的失调电压导致检测灵敏度低的问题，从而极大改善了电容检测技术的一致性，能够提高检测灵敏度的同时避免误触发。

Description

电容振荡电路、电容检测电路及检测方法

技术领域

本发明涉及电子技术领域，尤其涉及电容振荡电路、电容检测电路及检测方法。

背景技术

电子烟相比传统香烟可以更经济实惠，并且显著降低了二手烟对他人的危害，已经逐步被市场广泛接受。吸烟检测是电子烟控制器中的一个重要功能，该功能是通过利用松弛振荡器，将气流传感器(也称电子烟咪头)的电容的变化量转换为频率变化量，从而根据变化量是否达到设定的阈值来判断是否发生了吸烟动作。

目前松弛振荡器采用的比较器会产生较大的失调电压，且该失调电压的离散型、温漂导致了振荡器的频率在电容不变的情况下，依然会随温度显著变化，使得实际的吸烟触发阈值发生显著的偏移，不仅降低了检测灵敏度，还会出现误触发的问题，不能满足高灵敏度和高一致性的需求。

发明内容

针对现有技术中所存在的不足，本发明的提供的电容振荡电路、电容检测电路及检测方法，其解决了现有技术中的电容检测电路中的比较器的失调电压导致检测灵敏度低的问题，从而极大改善了电容检测技术的一致性，能够提高检测灵敏度的同时避免误触发。

第一方面，本发明提供一种电容振荡电路，所述振荡电路包括：充电电流源、开关、第一斩波器、第一比较器、第二斩波器和分频器；所述充电电流源的输出端使用时与外接电容相连；所述开关的第一端与所述外接电容的第一端相连，所述开关的第二端接地；所述第一斩波器的第一输入端与所述开关的第一端相连，所述第一斩波器的第二输入端与参考电压输出端相连；所述第一比较器的输入端与所述第一斩波器的输出端相连；所述第二斩波器的输入端与所述第一比较器的输出端相连，所述第二斩波器的输出端还与所述开关的第三端相连；所述分频器的输入端与所述第二斩波器的输出端相连，所述分频器的输出端使用时与数字处理器相连，所述分频器的输出端还与所述第一斩波器的控制端和所述第二斩波器的控制端相连；其中，所述分频器的分频系数为偶数倍。

可选地，当所述第一比较器为单端输出的比较器时，所述振荡电路还包括：第二比较器，所述第二比较器的反相输入端与所述第二斩波器的第一输出端相连，所述第二比较器的正相输入端接地，所述第二比较器的输出端与所述分频器的输入端相连，所述第二比较器的输出端还与所述开关的第三端相连。

可选地，当所述第一比较器为全差分输出的比较器时，所述振荡电路还包括：第二比较器，所述第二比较器的反相输入端与所述第二斩波器的第一输出端相连，所述第二比较器的正相输入端与所述第二斩波器的第二输出端相连，所述第二比较器的输出端与所述分频器的输入端相连，所述第二比较器的输出端还与所述开关的第三端相连。

可选地，所述开关包括：开关MOS管，所述开关MOS管的栅极与所述第二比较器的输出端相连，所述开关MOS管的漏极与所述外接电容的第一端相连，所述开关MOS管的源极接地。

可选地，所述第一比较器包括：第一MOS管，所述第一MOS管的栅极与所述第一斩波器的第一输出端相连，所述第一MOS管的漏极与所述第二斩波器的第二输入端相连；第二MOS管，所述第二MOS管的栅极与所述第一斩波器的第二输出端相连，所述第二MOS管的漏极与所述第二斩波器的第一输入端相连，所述第二MOS管的源极与所述第一MOS管的源极相连；第三MOS管，所述第三MOS管的栅极与所述第二斩波器的第二输出端相连，所述第三MOS管的漏极与所述第一MOS管的漏极相连，所述第三MOS管的源极接地；第四MOS管，所述第四MOS管的栅极与所述第三MOS管的栅极相连，所述第四MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极相连，所述第四MOS管的源极接地；第五MOS管，所述第五MOS管的栅极与所述第二比较器相连，所述第五MOS管的漏极与所述第一MOS管的源极相连，所述第五MOS管的源极与第一电源相连。

可选地，所述第二比较器包括：第六MOS管，所述第六MOS管的栅极与所述第二斩波器的第一输出端相连，所述第六MOS管的源极接地；第七MOS管，所述第七MOS管的栅极与所述第五MOS管的栅极相连，所述第七MOS管的源极与所述第一电源相连，所述第七MOS管的漏极与所述第六MOS管的漏极相连；迟滞反相器，所述迟滞反相器的输入端与所述第七MOS管的漏极相连，所述迟滞反相器的输出端与所述分频器的输入端相连。

第二方面，本发明提供一种电容检测电路，所述检测电路包括：待检测电容、参考电容、第一电容振荡电路、第二电容振荡电路和数字处理器；所述待检测电容用于将外界压力变化信号转换成相匹配的电容值；所述第一电容振荡电路的输入端与所述待检测电容相连，用于将所述待检测电容的电容值转换成第一时钟信号；所述第二电容振荡电路的输入端与所述参考电容相连，用于将所述参考电容的参考电容值转换成第二时钟信号；所述数字处理器与所述第一电容振荡电路的输出端和所述第二电容振荡电路的输出端相连，用于根据所述第一时钟信号和所述第二时钟信号，检测出所述待检测电容的电容值；其中，所述第一电容振荡电路和所述第二电容振荡电路为上述所述的电容振荡电路。

第三方面，本发明提供一种电容检测方法，应用于上述所述的电容检测电路，所述检测方法包括：当所述电容检测电路上电后，控制第一电容振荡电路为待检测电容进行充电和放电，同时控制第二电容振荡电路对参考电容进行充电和放电；获取所述第一电容振荡电路的第一振荡频率和所述第二电容振荡电路的第二振荡频率；根据所述第一振荡频率和所述第二振荡频率的变化率，得到所述待检测电容的电容值。

可选地，当所述电容检测电路上电后，控制第一电容振荡电路为待检测电容进行充电和放电，包括：当所述电容检测电路上电时，控制所述分频器输出高电平，使所述充电电流源为所述待检测电容充电至第一阈值电压；当所述第二比较器器输出高电平时，控制所述开关打开，使所述待检测电容进行放电，获取所述分频器输出高电平时的第一周期信号；当所述第二比较器输出低电平时，控制所述开关关闭，使所述充电电流源为所述待检测电容充电至第二阈值电压；当所述第二比较器再次输出高电平时，控制所述开关打开，使所述待检测电容进行放电，获取所述分频器输出低电平时的第二周期信号；根据所述第一周期信号和所述第二周期信号，得到所述第一电容振荡电路的第一振荡频率。

可选地，根据所述第一振荡频率和所述第二振荡频率，得到所述待检测电容的电容值，包括：获取所述第一振荡频率与所述第二振荡频率的比值；所述待检测电容的电容值等于所述参考电容的电容值除于所述比值。

相比于现有技术，本发明具有如下有益效果：

本发明可以通过偶数个振荡周期将比较器失调电压带来的影响进行抵消，再获取振荡电路的振荡频率是可以解决比较器失调电压导致的温漂和一致性问题，从而极大改善了电容检测技术的一致性，能够提高检测灵敏度的同时避免误触发。

附图说明

此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本发明的实施例，并与说明书一起用于解释本发明的原理。

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员而言，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1所示为现有技术的电容检测电路的结构示意图；

图2所示为本发明实施例提供的一种电容检测电路的结构示意图；

图3所示为本发明实施例提供的另一种电容检测电路的结构示意图；

图4所示为本发明实施例提供的一种电容检测电路的电路示意图；

图5所示为本发明实施例提供的一种斩波器的结构示意图；

图6所示为本发明实施例提供的一种技术效果对比图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。本发明实例中相同标号的功能单元具有相同和相似的结构和功能。

目前对电子烟的吸烟检测需要在待机或休眠态时依然开启，因此需要该振荡器消耗的电流越低越好，通常为2uA以下；由于电容的变化量很小，因此需要振荡器的温漂特性、一致性很好，才能在具有较高灵敏度的同时，避免误触发。例如，将电容的变化量阈值设置在超过3％，即认为发生吸烟动作；但如果随着芯片温度的上升，检测电路本身的误差已经产生了高过3％的误差，就会导致即使停止吸烟，也会误判断为继续吸烟；此外就算没有发生误判断，较大的离散型，也会导致灵敏度发生改变。采用传统的振荡器结构，很难同时满足高灵敏度和高一致性，因此市场上的多数电子烟产品，将吸烟检测阈值设置在电容变化3％左右。为了进一步提高灵敏度，例如降低阈值至2％以下，这就需要新型的低功耗、低温漂、低离散型的振荡器。导致低功耗检测电路产生误差的主要原因是，松弛振荡器采用的比较器会产生较大的失调电压，且该失调电压的离散型、温漂导致了振荡器的频率在电容不变的情况下，依然会随温度显著变化，从而使得实际的吸烟触发阈值发生显著的偏移。

图1所示为现有技术的电容检测电路的结构示意图；OSC1、OSC2为传统的松弛振荡器。Cmic为外接咪头等效电容，会随着吸气、呼气的大小而变化；Cref为芯片内部稳定的参考电容；I1、I2为芯片内部匹配的充电电流源；CMP1、CMP2为芯片内部匹配的比较器；每当电容上的电压被充至参考电压Vref时，比较器的输出变高将打开开关SW1或SW2，将电容上的电荷快速泄放，比较器的输出被重新复位至低电平；周而复始，比较器输出持续振荡的时钟信号，该时钟频率与电容相关。数字处理模块通过比较两个振荡器的输出频率，可以得出Cmic的变化量，且可以根据设定的吸烟阈值给出吸烟判断信号。

考虑比较器的失调电压，忽略极短的电容放电时间，松弛振荡器的频率，可以表示为：

其中，C为松弛振荡器的电容值，Vos为比较器的失调电压，理想情况下可以被忽略，Vref可以由一个与充电电流I相匹配的参考电流Iref电流流过一个稳定电阻Rref得到，这里将充电电流和参考电流的比例记为K。分别代入两个振荡器的参数，可以

得到两者频率的比例为：

Cref代表OSC2采用的电容大小，Cmic表示咪头电容大小。由公式(2)可见，理想情况下，忽略失调电压、电流匹配误差时，两个振荡器的频率比例与电容比例成反比。只要Cref为稳定值，就可以间接判定Cmic的变化量。然而，在100nA数量级的低功耗下，比较器的失调电压较大，成为不可忽略的重要因素。并且CMP1、CMP2的失调电压失配极大，且其温度特性也不尽相同。因此传统的电容检测电路将会有较大的误差和温漂，检测精度受到显著的限制。

实施例一

为了解决上述问题，本发明实施例提供一种电容振荡电路，所述电容振荡电路包括：充电电流源、开关、第一斩波器、第一比较器、第二斩波器和分频器；所述充电电流源的输出端使用时与外接电容相连；所述开关的第一端与所述外接电容的第一端相连，所述开关的第二端接地；所述第一斩波器的第一输入端与所述开关的第一端相连，所述第一斩波器的第二输入端与参考电压输出端相连；所述第一比较器的输入端与所述第一斩波器的输出端相连；所述第二斩波器的输入端与所述第一比较器的输出端相连，所述第二斩波器的输出端还与所述开关的第三端相连；所述分频器的输入端与所述第二斩波器的输出端相连，所述分频器的输出端使用时与数字处理器相连，所述分频器的输出端还与所述第一斩波器的控制端和所述第二斩波器的控制端相连。

需要说明的是，在本实施例中第一比较器的输出经过分频器后输出时钟信号，该时钟信号被反馈后用于控制第一斩波器和第二斩波器，并且第一斩波器和第二斩波器被分别置于第一比较器的输入端和输出端，分频器用于将第一比较器输出的窄脉冲时钟整形为近50％占空比的时钟，分频器的分频系数设置为偶数倍2N，其中N为正整数。

实施例二

图2所示为本发明实施例提供的一种电容检测电路的结构示意图，如图2所示，当上述实施例提供的电容振荡电路应用在电容检测电路时，所述电容检测电路具体包括：

待检测电容Cmic、参考电容Cref、第一电容振荡电路OSC_CH1、第二电容振荡电路OSC_CH1和数字处理器；

所述待检测电容Cmic用于将外界压力变化信号转换成相匹配的电容值；

所述第一电容振荡电路OSC_CH1的输入端与所述待检测电容Cmic相连，用于将所述待检测电容Cmic的电容值转换成第一时钟信号；

所述第二电容振荡电路OSC_CH2的输入端与所述参考电容Cref相连，用于将所述参考电容Cref的参考电容值转换成第二时钟信号；

所述数字处理器与所述第一电容振荡电路OSC_CH1的输出端和所述第二电容振荡电路OSC_CH2的输出端相连，用于根据所述第一时钟信号和所述第二时钟信号，检测出所述待检测电容Cmic的电容值；

在本实施例中，当所述第一比较器CMP1a为单端输出的比较器时，所述第一电容振荡电路OSC_CH1还包括：第二比较器CMP1b，所述第二比较器CMP1b的反相输入端与所述第二斩波器CH1b的第一输出端相连，所述第二比较器CMP1b的正相输入端接地，所述第二比较器CMP1b的输出端与所述分频器的输入端相连，所述第二比较器CMP1b的输出端还与所述开关SW1的第三端相连。其中，本实施例提供的第一比较器为单端输出，无需共模反馈电路，可应用在对抗噪声要求不高的电路应用中，具有更低的功耗和成本的优点。

需要说明的是，如图2所示可知，第二电容振荡电路OSC_CH2的电路结构与上述第一电容振荡电路OSC_CH1的电路结构相同，此处就不再赘述。

在本实施例提供的电容检测电路的工作过程为：当所述电容检测电路上电后，控制第一电容振荡电路为待检测电容进行充电和放电，同时控制第二电容振荡电路对参考电容进行充电和放电；获取所述第一电容振荡电路的第一振荡频率和所述第二电容振荡电路的第二振荡频率；根据所述第一振荡频率和所述第二振荡频率的变化率，得到所述待检测电容的电容值。

进一步，当所述电容检测电路上电后，控制第一电容振荡电路为待检测电容进行充电和放电，包括：当所述电容检测电路上电时，控制所述分频器输出高电平，使所述充电电流源为所述待检测电容充电至第一阈值电压；当所述第二比较器器输出高电平时，控制所述开关打开，使所述待检测电容进行放电，获取所述分频器输出高电平时的第一周期信号；当所述第二比较器器输出低电平时，控制所述开关关闭，使所述充电电流源为所述待检测电容充电至第二阈值电压；当所述第二比较器输出高电平时，控制所述开关打开，使所述待检测电容进行放电，获取所述分频器输出低电平时的第二周期信号；根据所述第一周期信号和所述第二周期信号，得到所述第一电容振荡电路的第一振荡频率。

进一步地，根据所述第一振荡频率和所述第二振荡频率，得到所述待检测电容的电容值，包括：获取所述第一振荡频率与所述第二振荡频率的比值；所述待检测电容的电容值等于所述参考电容的电容值除于所述比值。

需要说明的是，当电路上电复位时，Clkch1被复位为高电平(或者低电平)，使得斩波器选择初始通道，电容被缓慢充电至第一阈值电压Vref-Vos(或者Vref+Vos)，其中Vos为比较器CMP1a的失调电压；之后，Clk1将输出为高电平，打开放电开关，至电容电荷泄放后，Clk1将被复位为低电平；每N个Clk1周期，分频器的输出电平Clkch1发生一次翻转，也即触发斩波器通道发生切换，此后比较器的阈值电压将会被切换至第二阈值电压Vref+Vos(或者Vref-Vos)。可以计算到，当Clkch1为高电平时的N个Clk1周期可以被表示为：

当Clkch1为低电平时的N个Clk1周期可以被表示为：

因此可以计算到，Clkch1的振荡周期可以表示为：

带入两个振荡器的参数，可以得到两者的频率比例为：

现代半导体工艺下，对于同一颗芯片，Cref、K1、K2通常具有很高的稳定性和很低的温漂，因此频率的变化率将仅仅与待检测电容Cmic有关；由公式(2)和公式(6)对比可知，本发明可以显著地抵消比较器失调电压带来的温漂、一致性问题。需要说明的是，除了比较器的失调，其他参数，例如Cref、K1、K2等微小变化，也会对检测精度带来影响，但这些影响已经是高阶小量影响，在目前的应用中可以忽略。

相比于现有技术，本发明具有如下有益效果：本发明可以通过偶数个振荡周期将比较器失调电压带来的影响进行抵消，在获取振荡电路的振荡频率是可以解决比较器失调电压导致的温漂和一致性问题，从而极大改善了电容检测技术的一致性，能够提高检测灵敏度的同时避免误触发。

实施例三

图3所示为本发明实施例提供的另一种电容检测电路的结构示意图；如图3所示，当所述第一比较器为全差分输出的比较器时，所述第一电容振荡电路OSC_CH1还包括：第二比较器CMP1b，所述第二比较器CMP1b的反相输入端与所述第二斩波器的第一输出端相连，所述第二比较器CMP1b的正相输入端与所述第二斩波器的第二输出端相连，所述第二比较器CMP1b的输出端与所述分频器的输入端相连，所述第二比较器CMP1b的输出端还与所述开关SW1的第三端相连。需要说明的是，本实施例提供的第一比较器为全差分输出，具有更好的抗噪声性能。

实施例四

图4所示为本发明实施例提供的一种电容检测电路的电路示意图；其中，图4是上述实施例图2所述的具体实施电路，如图4所示，所述开关包括：开关MOS管，所述开关MOS管的栅极与所述第二比较器的输出端相连，所述开关MOS管的漏极与所述外接电容的第一端相连，所述开关MOS管的源极接地。

在本实施例中，所述第一比较器包括：第一MOS管Q1，所述第一MOS管Q1的栅极与所述第一斩波器CH1a的第一输出端相连，所述第一MOS管Q1的漏极与所述第二斩波器CH1b的第二输入端相连；第二MOS管Q2，所述第二MOS管Q2的栅极与所述第一斩波器CH1a的第二输出端相连，所述第二MOS管Q2的漏极与所述第二斩波器CH1b的第一输入端相连，所述第二MOS管Q2的源极与所述第一MOS管Q1的源极相连；第三MOS管Q3，所述第三MOS管Q3的栅极与所述第二斩波器CH1b的第二输出端相连，所述第三MOS管Q3的漏极与所述第一MOS管Q1的漏极相连，所述第三MOS管Q3的源极接地；第四MOS管Q4，所述第四MOS管Q4的栅极与所述第三MOS管Q3的栅极相连，所述第四MOS管Q4的漏极与所述第二MOS管Q2的漏极相连，所述第四MOS管Q4的源极接地；第五MOS管Q5，所述第五MOS管Q5的栅极与所述第二比较器CMP1b相连，所述第五MOS管Q5的漏极与所述第一MOS管Q1的源极相连，所述第五MOS管Q5的源极与第一电源相连。

在本实施例中，所述第二比较器CMP1b包括：第六MOS管Q6，所述第六MOS管Q6的栅极与所述第二斩波器CH1b的第一输出端相连，所述第六MOS管Q6的源极接地；第七MOS管Q7，所述第七MOS管Q7的栅极与所述第五MOS管Q5的栅极相连，所述第七MOS管Q7的源极与所述第一电源相连，所述第七MOS管Q7的漏极与所述第六MOS管Q6的漏极相连；迟滞反相器T，所述迟滞反相器T的输入端与所述第七MOS管Q7的漏极相连，所述迟滞反相器T的输出端与所述分频器的输入端相连。

图5所示为本发明实施例提供的一种斩波器的结构示意图；斩波器主要由四个开关构成，四个开关被分为两组，两组开关在时钟的控制下分别被打开和关断，于是斩波器的输出信号表现为对输入信号的斩波。

图6所示为现有技术与本发明的技术效果对比图，其中频率变化率表示的是，在咪头电容不变的情况下，采用咪头检测电路分别对140度高温和27度常温下检测到的咪头电容容值的变化率。理想情况下，由于咪头电容不变，对于200个随机样品，该变化率应当恒为0。但由于非理想因素的存在，尤其是比较器失调电压的存在，该变化率不为0，且存在离散性，这就造成了检测精度的下降。对比实验中，采用传统技术时，该变化率范围一致性很差，分布在-1％到2.4％，达到3.4％的振幅，这意味着检测精度受到极大的限制。采用所发明的技术后，该变化率范围一致性大幅改善，分布在了0.6％到0.8％，仅为0.2％的振幅，极大提高了检测精度。

需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上所述仅是本发明的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所申请的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (9)

1.一种电容振荡电路，其特征在于，所述振荡电路包括：

充电电流源、开关、第一斩波器、第一比较器、第二斩波器和分频器；

所述充电电流源的输出端使用时与外接电容相连；

所述开关的第一端与所述外接电容的第一端相连，所述开关的第二端接地；

所述第一斩波器的第一输入端与所述开关的第一端相连，所述第一斩波器的第二输入端与参考电压输出端相连；

所述第一比较器的输入端与所述第一斩波器的输出端相连；

所述第二斩波器的输入端与所述第一比较器的输出端相连，所述第二斩波器的输出端还与所述开关的第三端相连；

所述分频器的输入端与所述第二斩波器的输出端相连，所述分频器的输出端使用时与数字处理器相连，所述分频器的输出端还与所述第一斩波器的控制端和所述第二斩波器的控制端相连；

其中，所述分频器的分频系数为偶数倍；

当所述第一比较器和所述第二斩波器组成单端输出型的斩波比较电路时，所述振荡电路还包括：第二比较器，所述第二比较器的反相输入端与所述第二斩波器的第一输出端相连，所述第二比较器的正相输入端接地，所述第二比较器的输出端与所述分频器的输入端相连，所述第二比较器的输出端还与所述开关的第三端相连。

2.一种电容振荡电路，其特征在于，所述振荡电路包括：

充电电流源、开关、第一斩波器、第一比较器、第二斩波器和分频器；

所述充电电流源的输出端使用时与外接电容相连；

所述开关的第一端与所述外接电容的第一端相连，所述开关的第二端接地；

所述第一斩波器的第一输入端与所述开关的第一端相连，所述第一斩波器的第二输入端与参考电压输出端相连；

所述第一比较器的输入端与所述第一斩波器的输出端相连；

所述第二斩波器的输入端与所述第一比较器的输出端相连，所述第二斩波器的输出端还与所述开关的第三端相连；

所述分频器的输入端与所述第二斩波器的输出端相连，所述分频器的输出端使用时与数字处理器相连，所述分频器的输出端还与所述第一斩波器的控制端和所述第二斩波器的控制端相连；

其中，所述分频器的分频系数为偶数倍；

当所述第一比较器和所述第二斩波器组成全差分输出型的斩波比较电路时，所述振荡电路还包括：

第二比较器，所述第二比较器的反相输入端与所述第二斩波器的第一输出端相连，所述第二比较器的正相输入端与所述第二斩波器的第二输出端相连，所述第二比较器的输出端与所述分频器的输入端相连，所述第二比较器的输出端还与所述开关的第三端相连。

3.如权利要求1或2所述的电容振荡电路，其特征在于，所述开关包括：

开关MOS管，所述开关MOS管的栅极与所述第二比较器的输出端相连，所述开关MOS管的漏极与所述外接电容的第一端相连，所述开关MOS管的源极接地。

4.如权利要求1所述的电容振荡电路，其特征在于，所述第一比较器包括：

第一MOS管，所述第一MOS管的栅极与所述第一斩波器的第一输出端相连，所述第一MOS管的漏极与所述第二斩波器的第二输入端相连；

第二MOS管，所述第二MOS管的栅极与所述第一斩波器的第二输出端相连，所述第二MOS管的漏极与所述第二斩波器的第一输入端相连，所述第二MOS管的源极与所述第一MOS管的源极相连；

第三MOS管，所述第三MOS管的栅极与所述第二斩波器的第二输出端相连，所述第三MOS管的漏极与所述第一MOS管的漏极相连，所述第三MOS管的源极接地；

第四MOS管，所述第四MOS管的栅极与所述第三MOS管的栅极相连，所述第四MOS管的漏极与所述第二MOS管的漏极相连，所述第四MOS管的源极接地；

第五MOS管，所述第五MOS管的栅极与所述第二比较器相连，所述第五MOS管的漏极与所述第一MOS管的源极相连，所述第五MOS管的源极与第一电源相连。

5.如权利要求4所述的电容振荡电路，其特征在于，所述第二比较器包括：

第六MOS管，所述第六MOS管的栅极与所述第二斩波器的第一输出端相连，所述第六MOS管的源极接地；

第七MOS管，所述第七MOS管的栅极与所述第五MOS管的栅极相连，所述第七MOS管的源极与所述第一电源相连，所述第七MOS管的漏极与所述第六MOS管的漏极相连；

迟滞反相器，所述迟滞反相器的输入端与所述第七MOS管的漏极相连，所述迟滞反相器的输出端与所述分频器的输入端相连。

6.一种电容检测电路，其特征在于，所述检测电路包括：

待检测电容、参考电容、第一电容振荡电路、第二电容振荡电路和数字处理器；

所述待检测电容用于将外界压力变化信号转换成相匹配的电容值；

所述第一电容振荡电路的输入端与所述待检测电容相连，用于将所述待检测电容的电容值转换成第一时钟信号；

所述第二电容振荡电路的输入端与所述参考电容相连，用于将所述参考电容的参考电容值转换成第二时钟信号；

所述数字处理器与所述第一电容振荡电路的输出端和所述第二电容振荡电路的输出端相连，用于根据所述第一时钟信号和所述第二时钟信号，检测出所述待检测电容的电容值；

其中，所述第一电容振荡电路和所述第二电容振荡电路为权利要求1-5任一项所述的电容振荡电路。

7.一种电容检测方法，其特征在于，应用于权利要求6所述的电容检测电路，所述检测方法包括：

当所述电容检测电路上电后，控制第一电容振荡电路为待检测电容进行充电和放电，同时控制第二电容振荡电路对参考电容进行充电和放电；

获取所述第一电容振荡电路的第一振荡频率和所述第二电容振荡电路的第二振荡频率；

根据所述第一振荡频率和所述第二振荡频率的变化率，得到所述待检测电容的电容值。

8.如权利要求7所述的电容检测方法，其特征在于，当所述电容检测电路上电后，控制第一电容振荡电路为待检测电容进行充电和放电，包括：

当所述电容检测电路上电时，控制分频器输出高电平，使所述充电电流源为所述待检测电容充电至第一阈值电压；

当所述第二比较器输出高电平时，控制开关打开，使所述待检测电容进行放电，获取所述分频器输出高电平时的第一周期信号；

当所述第二比较器输出低电平时，控制所述开关关闭，使所述充电电流源为所述待检测电容充电至第二阈值电压；

当所述第二比较器再次输出高电平时，控制所述开关打开，使所述待检测电容进行放电，获取所述分频器输出低电平时的第二周期信号；

根据所述第一周期信号和所述第二周期信号，得到所述第一电容振荡电路的第一振荡频率。

9.如权利要求7所述的电容检测方法，其特征在于，根据所述第一振荡频率和所述第二振荡频率，得到所述待检测电容的电容值，包括：

获取所述第一振荡频率与所述第二振荡频率的比值；

所述待检测电容的电容值等于所述参考电容的电容值除于所述比值。

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