CN115425925A - 一种高精度rc振荡器电路 - Google Patents

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CN115425925A CN202211006483.7A CN202211006483A CN115425925A CN 115425925 A CN115425925 A CN 115425925A CN 202211006483 A CN202211006483 A CN 202211006483A CN 115425925 A CN115425925 A CN 115425925A
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Abstract

本发明提供了一种高精度RC振荡器电路，包括：电流偏置电路、充放电电路、可修调电阻网络电路、第一斩波控制开关、第二斩波控制开关、比较器电路和时钟非交叠电路；电流偏置电路的输入端接收外部偏置电流，输出端通过第一斩波控制开关分别连接充放电电路和可修调电阻网络电路，充放电电路和可修调电阻网络电路的输出端通过第二斩波控制开关连接至比较器电路，比较器电路的输出端连接时钟非交叠电路的输入端，时钟非交叠电路的输出端分别连接充放电电路、第一斩波控制开关和第二斩波控制开关。本发明能够有效的避免比较器失调电压的影响，通过调整可修调电阻和温度补偿产生的基准电压控制信号，实现不同环境下的高精度时钟信号。

Description

一种高精度RC振荡器电路
技术领域
本发明涉及集成电路技术领域，具体涉及一种高精度RC振荡器电路。
背景技术
随着大规模集成电路的发展，尤其是更多的片上系统(system on chip,SoC)应用中，振荡器电路越来越成为一个非常重要的模块。振荡器分为阻容振荡器即RC振荡器、电感电容振荡器、晶体振荡器、音叉振荡器等。RC振荡器是通过对电容进行充电和放电实现振荡信号的输出，通过调节电容或电阻的值改变振荡信号的频率。相对于其它各种类型的振荡器，RC振荡器具有结构简单，功耗较低的优点。现有RC振荡器的输出振荡信号的频率精度偏低，一般认为其误差范围1％-10％，容易受到电源电压、温度等影响，因此如何提高振荡器的精度是目前的主要RC振荡器的研究方向。
传统的RC振荡器电路需要有两个比较器，以及一个带隙基准电压，电流偏置电路以及RC充放电电路组成。通过偏置电流对电容进行充电，然后和阈值电压V1进行比较，触发比较器输出的电压跳变，跳变此电压反馈回充放电电路让电容开始放电，当电压降到阈值电压V2时，比较器输出电压再次跳变，电路进入循环模式，这样不断的对电容充放电，比较器的输出就会形成一个周期性的高低电平转换，通过RS触发器后形成一个振荡时钟输出，它的频率由充放电时间，以及电容容值大小，电流大小，以及比较器误差和延时决定，由于各种误差导致此种结构频率变化比较大，结构也比较复杂。
现有技术(CN108011590A)提出了一种高精度可调节低功耗RC振荡器，此种方案通过使用一个抗失调比较器电路将电容充放电电压与基准电压相比较得到周期性振荡控制信号，但是此种方案依然比较复杂且需要设计一个比较准的基准电压，该方案能够消除比较器的失调电压带来的误差，但是充放电电路本身的误差依然会造成很大的误差。
发明内容
有鉴于此，本申请实施例提供一种高精度RC振荡器电路，以达到完全消除充放电电流的的误差和温度系数影响的目的。
本申请实施例提供以下技术方案：一种高精度RC振荡器电路，包括：电流偏置电路、充放电电路、可修调电阻网络电路、第一斩波控制开关、第二斩波控制开关、比较器电路和时钟非交叠电路；
所述电流偏置电路的输入端接收外部偏置电流，输出端通过所述第一斩波控制开关分别连接至所述充放电电路和所述可修调电阻网络电路，所述充放电电路和所述可修调电阻网络电路的输出端通过所述第二斩波控制开关连接至所述比较器电路的输入端，所述比较器电路的输出端连接所述时钟非交叠电路的输入端，所述时钟非交叠电路的输出端分别连接所述充放电电路、所述第一斩波控制开关和第二斩波控制开关；
所述电流偏置电路通过内部电流镜输出偏置电流信号I1和偏置电流信号I2，所述第一斩波控制开关接收所述偏置电流信号I1、偏置电流信号I2和所述时钟非交叠电路产生的周期性脉冲信号，按周期进行交替，将所述偏置电流信号I1和所述偏置电流信号I2分别输出至所述充放电电路和所述可修调电阻网络电路，或分别输出至所述可修调电阻网络电路和所述充放电电路；所述充放电电路接收所述偏置电流信号I1/偏置电流信号I2和所述时钟非交叠电路产生的周期性脉冲信号，输出三角波信号至所述第二斩波控制开关，所述可修调电阻网络电路接收所述偏置电流信号I1/偏置电流信号I2，产生可调剂的基准电压，输出至所述第二斩波控制开关，所述比较器电路接收所述三角波信号和所述基准电压，实现RC的振荡输出，所述时钟非交叠电路将所述比较器输出的周期性信号转化为四个非交叠时钟信号，用于控制所述充放电电路、所述第一斩波控制开关和第二斩波控制开关。
进一步地，所述电流偏置电路包括由三个P型晶体管组成的电流镜，将输入的外部偏置电流转换成相等的所述偏置电流信号I1和所述偏置电流信号I2，输出至所述第一斩波控制开关。
进一步地，所述充放电电路包括第一充放电电路和第二充放电电路，所述第一充放电电路包括第一开关和第一电容，所述第二充放电电路包括第二开关和第二电容，所述第一开关和所述第二开关分别由所述时钟非交叠电路产生的两个非交叠时钟信号控制。
进一步地，所述第一斩波控制开关和所述第二斩波控制开关分别包括四个开关，该四个开关分别由所述时钟非交叠电路产生的四个非交叠时钟信号控制；
所述第一斩波控制开关用于按周期进行交替，将所述偏置电流信号I1和所述偏置电流信号I2分别输出至所述第一充放电电路和所述可修调电阻网络电路，或分别输出至所述可修调电阻网络电路和所述第二充放电电路；
所述第二斩波控制开关用于按周期进行交替，分别将所述第一充放电电路的电压Vcp和所述可修调电阻网络电路的基准电压Vref，或所述第二充放电电路的电压Vcn和所述可修调电阻网络电路的基准电压Vref，输出至所述比较器电路的正端和负端。
进一步地，所述可修调电阻网络电路包括串联的可修调电阻R和温度补偿电阻RTC，用于接收所述偏置电流信号，产生基准电压控制信号。
进一步地，所述可修调电阻R包括串联的多个并联电阻单元，所述并联电阻单元包括并联的所述第一小电阻和所述大电阻，所述大电阻的一端串联MOSFET开关管。
进一步地，所述大电阻的阻值是所述第一小电阻的阻值的至少50倍。
与现有技术相比，本说明书实施例采用的上述至少一个技术方案能够达到的有益效果至少包括：本发明实施例通过结构简单的设计方法，在只采用一个比较器的情况下，有效的避免比较器失调电压的影响，通过调整可调节电阻和温度补偿产生的基准电压控制信号，实现不同环境下的高精度的时钟输出功能。能够实现细调在各种工艺角下精度至0.5％，温度漂移低至0.75ppm/℃。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1是本发明实施例的电路示意简图；
图2是本发明实施例的具体电路示意图；
图3是本发明实施例的电路中关键信号工作波形图；
图4是本发明实施例中的频率初始值修调和温度补偿电路；
图5是本发明实施例中的时钟非交叠电路；
图6是本发明实施例中的比较器电路。
具体实施方式
下面结合附图对本申请实施例进行详细描述。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，本发明实施例提供了一种高精度RC振荡器电路，包括：电流偏置电路、充放电电路、可修调电阻网络电路、第一斩波控制开关、第二斩波控制开关、比较器电路和时钟非交叠电路；
所述电流偏置电路的输入端接收外部偏置电流，输出端通过所述第一斩波控制开关分别连接至所述充放电电路和所述可修调电阻网络电路，所述充放电电路和所述可修调电阻网络电路的输出端通过所述第二斩波控制开关连接至所述比较器电路的输入端，所述比较器电路的输出端连接所述时钟非交叠电路的输入端，所述时钟非交叠电路的输出端分别连接所述充放电电路、所述第一斩波控制开关和第二斩波控制开关；
所述电流偏置电路通过内部电流镜输出偏置电流信号I1和偏置电流信号I2，所述第一斩波控制开关接收所述偏置电流信号I1、偏置电流信号I2和所述时钟非交叠电路产生的周期性脉冲信号，按周期进行交替，将所述偏置电流信号I1和所述偏置电流信号I2分别输出至所述充放电电路和所述可修调电阻网络电路，或分别输出至所述可修调电阻网络电路和所述充放电电路；所述充放电电路接收所述偏置电流信号I1/偏置电流信号I2和所述时钟非交叠电路产生的周期性脉冲信号，输出三角波信号至所述第二斩波控制开关，所述可修调电阻网络电路接收所述偏置电流信号I1/偏置电流信号I2，产生可调剂的基准电压控制信号VREF，输出至所述第二斩波控制开关，所述比较器电路接收所述三角波信号和所述基准电压，实现RC的振荡输出，所述时钟非交叠电路将所述比较器输出的周期性信号转化为四个非交叠时钟信号，用于控制所述充放电电路、所述第一斩波控制开关和第二斩波控制开关。
下面结合附图和具体实施例对本发明提供的技术方案做进一步的说明。
图1为本发明实施例提供的一种高精度可调节，温度补偿的RC振荡器、包括电流偏置电路、充放电开关和电容电路、可修调电阻网络、第一斩波控制开关、第二斩波控制开关、高精度比较器电路和时钟非交叠电阻。
图2示出了本发明实施例中部分具体电路的实施图。
所述电流偏置电路由三个P型晶体管组成的电流镜组成，将输入Iref电流转换成相等的两个电流，偏置电流信号I1和偏置电流信号I2输出至第一斩波控制开关。
所述第一斩波控制开关由4个同等大小的开关组成，接收来自于所述电流偏置电路的输出偏置电流信号I1和偏置电流信号I2，4个开关分别由非交叠时钟输出的4个非交叠时钟信号控制，分别是phi0,phi0b,phi1,phi1；偏置电流信号I1和偏置电流信号I2通过控制，按周期交替输出至充放电电路和可修调电阻网络，或可修调电阻网络和充放电电路。
所述充放电电路由两个相等大小的开关和两个相等的电容C1和C2组成；所述两个开关分别由非交叠时钟输出的2个非交叠时钟信号控制，他们分别是phi0b和phi1b，开关电容C1上的电压Vcp和开关电容C2上的电压Vcn输出至第二斩波控制开关。
所述可修调电阻网络电路由可修调的电阻R和温度补偿电阻RTC组成，接收通过第一斩波控制开关的偏置电流，产生基准电压VREF。
所述第二斩波控制开关由4个同等大小的开关组成，接收来之电容充放电电路的输出电压Vcp和Vcn，以及可修调电阻网络的输出电压VREF；4个开关分别由非交叠时钟输出的4个非交叠时钟信号控制，他们分别是phi0,phi0b,phi1,phi1；通过第二斩波控制电路，Vcp,Vref和Vref,Vcn轮流输出至高速比较器的正端和负端。
图3示出了本发明实施例正常工作时关键信号的波形图。正常工作时，时钟输出是由两个相位周期性交替组成，分别是phi0和phi1。
在phi0阶段，电流I1对充放电电容C1开始充电，C1的电压输出至比较器的正端，电流I2流经修调电阻，电阻上的电压输出至比较器的负端；当C1上的电压一直被充电至超过电阻上的电压时，比较器触发电平转换，由低触发至高，此时，考虑电流，电容以及比较器的失调电压，得到
T0*I1＝C*(Vref1-Vos)＝C*(I2*R-Vos)
Figure BDA0003809263330000061
在phi1阶段，电流I2对充放电电容C2开始充电，C2的电压输出至比较器的负端，电流I1流经修调电阻R，电阻上的电压输出至比较器的正端；当C2上的电压一直被充电至超过电阻上的电压时，比较器触发电平转换，由高触发至低，此时，考虑电流，电容以及比较器的失调电压，得到
T1*I2＝C*(Vref2+Vos)＝C*(I1*R+Vos)
Figure BDA0003809263330000071
此后开始，电路又回到phi0阶段，一直有phi0和phi1阶段周期性循环。输出时钟的循环周期为(1)+(2)加比较器的延时
Figure BDA0003809263330000072
从式(3)可见输出周期受到电流误差和比较器的失调输出误差已经降为二阶，可以忽略不计，输出周期变成仅仅与R、C和比较器延时有关。输出周期与电流的值大小，失配，电容的失配以及比较器失调电压均无关，因此只要修调电阻和电容的工艺角参数便可以得到高精度的时钟输出。但是由于电阻，电容以及还有比较器延时的温度偏移，还需要对温度偏移进行补偿。
如图4所示，图4示出了本发明实施例中的可修调电阻网络电路由可修调电阻R和温度补偿电阻RTC串联。该可修调电阻R包括串联的多个并联电阻单元，所述并联电阻单元包括并联的所述第一小电阻和所述大电阻，所述大电阻的一端串联MOSFET开关管。
所述的修调网络是一种改进的并联大电阻串联开关管修调电路。当开关晶体管M0关闭时，RB0两端间的等效电阻为R，当开关管M0导通时，此时RB0两端间的等效电阻为R和100R的并联值。
Figure BDA0003809263330000073
式中Reff为等效电阻值，Rdson为开关的导通电阻，则开关管导通和关闭前后的电阻差ΔR为：
Figure BDA0003809263330000081
当电阻R与Rdson阻值相当，或者电阻R阻值大于Rdson阻值的时候，Rdson相对于101R的阻值就相对较小，忽略Rdson，则此修调位修调的电阻值大致为0.01R。
所述的修调电路还包括温度补偿电阻RTC，由于输出时钟周期主要是由RC决定。
Figure BDA0003809263330000082
忽略二阶温度系数，上式可以简化为
Tperiod(T)＝R(Tnom)*C(Tnom)(1+(TC1R+TC1C)*((T-Tnom))
电阻R和充放电电容C的温度系数相加决定了最终输出时钟周期的温度系数，由于工艺中R和C的温度系数各不相同，因此不能互相抵消，本发明中所述温度补偿电阻是一个不同于修调电阻的电阻类型的电阻，所述此类型电阻的温度系数与可修调电阻不同，合理的选择该补偿电阻的阻值使得该电阻的温度系数恰好补偿(TC1R+TC1C)。
本实施例中，电阻修调网络中使用的电阻是低正温度系数的电阻，而电容是负温度补偿电阻，温度补偿是用不同类型的电阻，所述电阻的温度系数数百倍于修调网络的电阻，因为温度系数相差比较大，只要串联一个相比于修调电阻小很多的此类型的电阻，且不需要修调此补偿电阻便可以得到较低的温度漂移。本实施例中，最终修调后的温度系数可以低至0.75ppm/℃。
图5所示为本发明实施例的时钟非交叠电路，所述电路是传统的时钟非交叠电路由两个与非门和8个反相器组成，用来产生4个非交叠沿的时钟信号。
图6所示为本发明实施例的高速比较器电路。该高速比较器电路的失调电压在振荡器前端已经被斩波控制消除，因此尺寸选用相对宽松，主要考虑比较速度。该高速比较器由3级放大器组成的高增益比较器，前两级为高速低增益的预放大器，第三级为相对高增益的判决。
本发明实施例在只采用一个比较器的情况下，同时消除充放电路和比较器的失调误差的影响，通过调整可调节电阻和温度补偿产生的基准电压控制信号，实现不同环境下的高精度的时钟信号输出。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (7)

1.一种高精度RC振荡器电路，其特征在于，包括：电流偏置电路、充放电电路、可修调电阻网络电路、第一斩波控制开关、第二斩波控制开关、比较器电路和时钟非交叠电路；
所述电流偏置电路的输入端接收外部偏置电流，输出端通过所述第一斩波控制开关分别连接至所述充放电电路和所述可修调电阻网络电路，所述充放电电路和所述可修调电阻网络电路的输出端通过所述第二斩波控制开关连接至所述比较器电路的输入端，所述比较器电路的输出端连接所述时钟非交叠电路的输入端，所述时钟非交叠电路的输出端分别连接所述充放电电路、所述第一斩波控制开关和第二斩波控制开关；
所述电流偏置电路通过内部电流镜输出偏置电流信号I1和偏置电流信号I2，所述第一斩波控制开关接收所述偏置电流信号I1、偏置电流信号I2和所述时钟非交叠电路产生的周期性脉冲信号，按周期进行交替，将所述偏置电流信号I1和所述偏置电流信号I2分别输出至所述充放电电路和所述可修调电阻网络电路，或分别输出至所述可修调电阻网络电路和所述充放电电路；所述充放电电路接收所述偏置电流信号I1/偏置电流信号I2和所述时钟非交叠电路产生的周期性脉冲信号，输出三角波信号至所述第二斩波控制开关，所述可修调电阻网络电路接收所述偏置电流信号I1/偏置电流信号I2，产生可调剂的基准电压，输出至所述第二斩波控制开关，所述比较器电路接收所述三角波信号和所述基准电压，实现RC的振荡输出，所述时钟非交叠电路将所述比较器输出的周期性信号转化为四个非交叠时钟信号，用于控制所述充放电电路、所述第一斩波控制开关和第二斩波控制开关。
2.根据权利要求1所述的高精度RC振荡器电路，其特征在于，所述电流偏置电路包括由三个P型晶体管组成的电流镜，将输入的外部偏置电流转换成相等的所述偏置电流信号I1和所述偏置电流信号I2，输出至所述第一斩波控制开关。
3.根据权利要求1所述的高精度RC振荡器电路，其特征在于，所述充放电电路包括第一充放电电路和第二充放电电路，所述第一充放电电路包括第一开关和第一电容，所述第二充放电电路包括第二开关和第二电容，所述第一开关和所述第二开关分别由所述时钟非交叠电路产生的两个非交叠时钟信号控制。
4.根据权利要求3所述的高精度RC振荡器电路，其特征在于，所述第一斩波控制开关和所述第二斩波控制开关分别包括四个开关，该四个开关分别由所述时钟非交叠电路产生的四个非交叠时钟信号控制；
所述第一斩波控制开关用于按周期进行交替，将所述偏置电流信号I1和所述偏置电流信号I2分别输出至所述第一充放电电路和所述可修调电阻网络电路，或分别输出至所述可修调电阻网络电路和所述第二充放电电路；
所述第二斩波控制开关用于按周期进行交替，分别将所述第一充放电电路的电压Vcp和所述可修调电阻网络电路的基准电压Vref，或所述第二充放电电路的电压Vcn和所述可修调电阻网络电路的基准电压Vref，输出至所述比较器电路的正端和负端。
5.根据权利要求1所述的高精度RC振荡器电路，其特征在于，所述可修调电阻网络电路包括串联的可修调电阻R和温度补偿电阻RTC，用于接收所述偏置电流信号，产生基准电压控制信号。
6.根据权利要求5所述的高精度RC振荡器电路，其特征在于，所述可修调电阻R包括串联的多个并联电阻单元，所述并联电阻单元包括并联的所述第一小电阻和所述大电阻，所述大电阻的一端串联MOSFET开关管。
7.根据权利要求6所述的高精度RC振荡器电路，其特征在于，所述大电阻的阻值是所述第一小电阻的阻值的至少50倍。
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Address after: Room 201, Block C, Building 1, No. 599 Gaojing Road, Qingpu District, Shanghai, 201702

Applicant after: Shanghai chuantu Microelectronics Co.,Ltd.

Address before: No.888, Huanhu West 2nd Road, Lingang New District, China (Shanghai) pilot Free Trade Zone, Pudong New Area, Shanghai, 201306

Applicant before: Shanghai chuantu Microelectronics Co.,Ltd.