CN113030877A - 一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供的一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法，通过获取待侦查雷达发送的目标雷达信号，对目标雷达信号进行间歇采样，得到间歇采样信号；基于间歇采样信号，生成间歇采样转发干扰信号基于待侦查雷达、目标及干扰机的空间位置关系，确定干扰机的等待时延；延时等待时延后，发射间歇采样转发干扰信号至待侦测雷达，对待侦查雷达进行干扰。相比于现有技术，本发明根据精确的空间位置和信号时延，使得精准间歇采样干扰信号与目标回波同时到达雷达阵面，使得雷达接收到的目标信号被衰减，并减小干扰机收、发隔离的难度。

Description

一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法

技术领域

本发明属于雷达干扰技术领域，具体涉及一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法。

背景技术

相控阵雷达有强大的探测能力和抗干扰能力，对于一般的雷达旁瓣干扰，通过ASLC(Adaptive Side-lobe Canceller，自适应旁瓣对消)抗干扰技术，使得雷达天线方向图在干扰来波方向形成很深的凹陷，极大的增加了从旁瓣对相控阵雷达进行干扰的难度。作为电子对抗中相互存在的矛和盾，对相控阵雷达的自适应旁瓣对消干扰技术的应用至关重要。

现有技术中论文“分布式干扰仿真研究”中针对于雷达旁瓣对消技术，通过计算机仿真建模，研究多干扰机对旁瓣对消技术雷达实施干扰后的效果，可以看出多干扰机有效的破坏了旁瓣对消技术的作用，这为之后有效对抗相控阵雷达提出了很好的借鉴。通过综合采取以上干扰策略，使用超过雷达的辅助天线个数的干扰机(压制性干扰和欺骗性干扰)，组成电子对抗干扰机蜂群，通过协调干扰机的干扰时间，对“宙斯盾”相控阵雷达实施近距离干扰，就能够取得较好的干扰效果，其不足之处是对干扰资源的需求量过大。

现有技术中论文“自适应旁瓣对消抗灵巧噪声干扰效果研究”中，研究了灵巧式噪声干扰样式、调制噪声长度、旁瓣对消快拍时间、干信比等因素对于旁瓣对消抗灵巧式噪声干扰效果的影响，为今后灵巧式噪声干扰和旁瓣对消技术的理论研究和实际运用提供参考，其不足之处是由于节点信号间时间延时、频移等不确定性因素的影响，会造成干扰效果不佳。

发明内容

为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：

本发明提供的一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法，应用于干扰机，所述间歇采样干扰方法包括：

获取待侦查雷达发送的目标雷达信号；

对所述目标雷达信号进行间歇采样，得到间歇采样信号；

基于所述间歇采样信号，生成间歇采样转发干扰信号；

基于待侦查雷达、目标及干扰机的空间位置关系，确定干扰机的等待时延；

延时等待时延后，发射所述间歇采样转发干扰信号至待侦测雷达，对所述待侦查雷达进行干扰。

可选的，所述目标雷达信号表示为：

其中，A为振幅，T_p为脉宽，μ＝B/T_p为调频斜率，B为带宽，

表示脉宽为T_p的矩形脉冲。

可选的，所述对所述目标雷达信号进行间歇采样，得到间歇采样信号的步骤包括：

对所述目标雷达信号使用采样算法表达式进行间歇采样，得到间歇采样信号；

所述采样算法表达式为：

其中，p(t)表示间歇采样信号，τ为采样脉冲宽度，T_s为间歇采样时间间隔，n表示均匀线阵中第n个阵元天线，t表示时间。

可选的，所述基于所述间歇采样信号，生成间歇采样转发干扰信号的步骤包括：

将所述间歇采样信号与所述目标雷达信号相乘，得到间歇采样转发干扰信号。

可选的，所述基于待侦查雷达、目标及干扰机的空间位置关系，确定干扰机的等待时延的步骤包括：

基于待侦查雷达的空间位置、目标的空间位置以及干扰机的空间位置，计算待侦查雷达与目标的距离、雷达与干扰机的距离；

基于待侦查雷达与目标的距离、雷达与干扰机的距离，使用延时公式，确定干扰机的等待时延；

所述延迟公式为：

其中，τ_s表示等待时延，R_A为待侦查雷达与目标的距离，R_J为待侦查雷达与干扰机的距离，Δτ为干扰机间歇采样处理时延，c为光速。

本发明提供的一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法，通过获取待侦查雷达发送的目标雷达信号，对目标雷达信号进行间歇采样，得到间歇采样信号；基于间歇采样信号，生成间歇采样转发干扰信号基于待侦查雷达、目标及干扰机的空间位置关系，确定干扰机的等待时延；延时等待时延后，发射间歇采样转发干扰信号至待侦测雷达，对待侦查雷达进行干扰。相比于现有技术，本发明根据精确的空间位置和信号时延，使得精准间歇采样干扰信号与目标回波同时到达雷达阵面，使得雷达接收到的目标信号被衰减，并减小干扰机收、发隔离的难度。

以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法的流程示意图；

图2是自适应旁瓣对消系统的结构示意图；

图3是均匀线阵的阵元分布示意图；

图4是单个间歇采样干扰信号产生示意图；

图5a是干扰信号与目标回波信号间相关性受到达时间差影响的仿真示意图；

图5b是干扰信号与目标回波信号间相关性受频率差影响的仿真示意图；

图6a是无干扰时雷达理想输出信号与实际输出信号的时域图；

图6b是普通噪声干扰时雷达理想输出信号与实际输出信号的时域图；

图6c是本发明精准间歇采样转发干扰后雷达理想输出信号与实际输出信号的时域图；

图7a是无干扰条件下敌方雷达经过ASLC处理后得到的自适应天线方向图；

图7b普通噪声干扰条件下敌方雷达经过ASLC处理后得到的自适应天线方向图图；

图7c是本发明精准间歇采样转发干扰条件下敌方雷达经过ASLC处理后得到的自适应天线方图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

本实例的应用场景是：我方干扰机与雷达的直线距离小于目标与雷达的直线距离，针对敌方目标在空中通过发射信号侦察我方雷达情况而对敌方侦察实施干扰，即先对截获敌方的雷达信号进行间歇采样处理，再对其进行特定延时转发，以降低敌方雷达目标检测性能。下述待侦查雷达可以为敌方雷达，目标雷达信号为敌方雷达发射的信号。

如图1所示，本发明提供的一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法，应用于干扰机，其特征在于，所述间歇采样干扰方法包括：

S1，获取待侦查雷达发送的目标雷达信号；

自适应旁瓣对消(Adaptive Side-lobe Canceller，ASLC)系统由主天线和辅助天线构成，结构如图2所示，多个阵元通过波束形成合成主天线。辅助天线通常放置在主天线周围或者从主天线中抽取M个阵元构成M个辅助天线。当雷达旁瓣存在干扰的时候，其中核心的步骤是根据不同通道的信号回波数据，推算出适合当前回波和天线的最优滤波加权系数W_opt，使得辅助天线接收到的干扰信号强度和主天线接收到的干扰信号强度相当。最后将主天线内回波信号与辅助天线内回波信号相减，就可以将干扰消除达到提高信干比的目的。

典型均匀线阵阵元分布如图3所示，共有N个天线阵元，阵列间距为d。假设期望信号为s₀(t)，入射角为θ₀，同时有K个干扰信号，入射角为θ_k，其中k＝1,2,…,K，所有入射信号均满足窄带远场条件。信号入射到第i个阵元上与参考点的波程差为d_i＝(i-1)dsinθ，则均匀线阵的阵列响应矢量为a(θ)＝[1exp(j2πdsinθ/λ)…exp(j2π(N-1)dsinθ/λ)]^T则在t时刻，主天线接收的信号为

D＝AS(t)+N_ma(t) (1)

其中，S(t)＝[s₀(t)s₁(t)…s_K(t)]，同理可以求得辅助天线的接收信号矩阵X。各个阵元的加权系数向量构成加权系数矩阵W＝[w₀,w₁,…w_M-1]^T，M为辅助基阵天线个数。则ASLC处理后的输出信号Y为：

ASLC通常采用最小均方误差原则(MMSE)实现W的求解，即干扰占整体回波信号很大一部分的比例，若输出信号中干扰占比尽可能的小，则ASLC效果良好。基于这种原则，最优加权系数应该使输出的均方误差值取得最小值，即

对上式求导并令导数为零，可求解最优加权系数为W_opt：

S2，对目标雷达信号进行间歇采样，得到间歇采样信号；

S3，基于间歇采样信号，生成间歇采样转发干扰信号；

S4，基于待侦查雷达、目标及干扰机的空间位置关系，确定干扰机的等待时延；

S5，延时等待时延后，发射间歇采样转发干扰信号至待侦测雷达，对待侦查雷达进行干扰。

由于实际对抗环境中侦察干扰机收发隔离度所限，干扰机难以同时收发，需要对间歇采样原理和干扰场景的时延频移分析，干扰机可以调制出和目标回波相关度很高的干扰信号，并使其与真实目标回波同时到达雷达接收机，从而可以有效地实现对ASLC的干扰。

上述相关性指的是干扰信号J(t)与目标信号S(t)的相位和幅度关系，即相关系数，其定义如下：

对消比CR(Cancellation Ratio)以反映出对消系统的抗干扰能力，其表达式为：

在上式中，J₀表示主天线所接收到的干扰信号，J为辅助天线所接收到的干扰信号，皆为单个信号，则

G_J为相对于主天线辅助天线对干扰处增益。设主天线收到目标信号为S₀，分析可知，主天线中接收信号为D＝S₀+J₀+N₀，辅助天线接收信号X＝J₁+N₁(回波信号相对干扰信号幅度很小，可忽略不计)，则求得相关矩阵

R_xx＝E{XX^H}＝R_J1+σ²I (7)

可以求得此场景下最优权值为：

对应的可以求得CR为

由式(10)可以看出ρ与CR成负相关，当干信比一定时，相关系数的强弱可以导致对消系统的恶化程度，当干扰信号与目标信号完全不相干，即ρ＝0，CR＝(G_J ²+γ)²/γ，对消效果是最好的。而当干扰信号与目标信号有强相关性时，ASLC的最优加权系数求解会出现较大的误差，使得旁瓣对消器的天线方向图在干扰方向不会有很深的零陷；且因为目标信号与干扰信号有着高度的相关性，旁瓣对消系统在消除干扰信号的同时目标信号也会有所损失。本发明基于此理论，通过对目标信号造成指定位置信号消减，来完成对相控阵雷达旁瓣对消系统的干扰。

间歇采样干扰的产生如图4所示，其原理为：在干扰机截获到雷达脉冲时，采集存储信号的一小段后马上进行调制和转发，然后再采样、调制和转发下一小段，采样存储和干扰发射交替工作直至雷达脉冲结束。整个过程中干扰机接收和发射是时分工作的，收发隔离且设备量少。

假设雷达发射信号为线性调频(LinearFrequencyModulation，LFM)信号，表达式为：

式中，A为振幅，T_p为脉宽，f₀为载频。间歇采样信号则是一个周期性的矩形脉冲串，采样脉冲宽度为τ，令间歇采样时间间隔为T_s，可以将其表示为：

对上式进行傅里叶变换可以得到其频谱为：

其中，f_s＝1/T_s是间歇采样干扰信号的采样频率。

间歇采样转发干扰信号J_is(t)是间歇采样脉冲串与雷达发射信号的乘积，可以表示为：

J_is(t)＝p(t)S(t) (14)

由上述分析可知，与目标信号具有强相关性的干扰信号才能对ASLC实现有效的干扰，而干扰信号与真实回波信号到达雷达阵面时存在时间差以及频率差，对干扰信号与真实回波信号间的相关度影响很大。因此，令精准间歇采样干扰信号与目标回波的到达时间差及频率差尽可能的小，显得非常重要。

令达到时间差为t₀的间歇采样干扰为，J_T(t)＝J_is(t-t₀)频率差为f₀的间歇采样干扰为J_F(t)＝J_is(t)exp(j2πf₀t)，雷达信号如式(11)所示，由式(5)可分别求得J_T(t)、J_F(t)与目标回波信号S(t)间的相关系数，进而比较两者的相关性。

参考图5a-图5b所示，间歇采样干扰信号与原始信号的相关性受信号间到达时间差和频率差影响很大。其相关系数随着时延的增加，而由于间歇采样的存在，相关系数在一定的时延上也会出现峰值，但整体呈现下降趋势，移频的影响与时延有相同规律。

由于频率差主要由目标回波多普勒频移所致，而该频移量一般较小，对干扰信号的相关性影响很小。而达到时间的精准难度相对较大，需要提供雷达、目标与干扰机精确位置信息。但是，干扰机采样转发雷达信号需要处理时间，若需干扰信号达到最高相关度，即干扰信号与目标回波同时达到雷达阵面，干扰机需位于目标之前。

因此，本发明采用空间换时间的方法，假定雷达与目标的距离为R_A，雷达与干扰机的距离为R_J，则接收机收到目标回波的时延为τ_A＝2R_A/c，其中c为光速，而干扰信号的前沿到达雷达接收机需要的时延为τ_J。通过上述精确的空间位置和信号时延，可以使得精准间歇采样干扰信号与目标回波同时到达雷达阵面τ_J＝τ_A，即

其中，Δτ为干扰机间歇采样处理时延，τ_s为干扰机等待延时。由此可以得到干扰机、雷达和目标的空间位置及延时τ_s需满足：

干扰机在间歇采样完雷达信号后，等待τ_s后发射干扰信号，即可使干扰信号与目标回波同时到达雷达阵面。

对消比指标CR，仅关注了ASLC前后干扰信号能量剩余的多少，并不能表现出雷达回波信号所受影响程度。而本发明所提的精准间歇采样干扰是通过提高干扰信号与回波信号的相关度，从而使ASLC后所得的信号与目标回波期望信号差异很大，同时ASLC难以准确求解最优权系数。因此，本发明提出了两种对ASLC的干扰效果评估的新指标。

指标1：ASLC处理后所得信号Y(t)与真实目标回波信号S(t)间的相关系数

可以看出，当ASLC有效工作时，会将其接收到的混合信号中所有干扰都滤除，所得信号与真实目标回波信号S(t)基本一致。此时，Y(t)≈S(t)，ρ_SY接近于1；反之，当ASLC无法正常工作时，Y(t)中可能存在较多的干扰信号，或者目标回波信号受损严重，此时，Y(t)与S(t)差异巨大，ρ_SY很低，雷达难以通过Y(t)正确检测到目标。

指标2：目标方向与干扰方向处的增益差。

ΔG＝G(θ₀)-G(θ_J)(18)

同样，当ASLC有效工作时，其所形成的天线方向图会在目标方向处增益最高，而在干扰方向形成零陷，导致ΔG很大；反之，当ASLC无法正常工作时，其所形成的天线方向图会在目标方向处增益不高，且干扰方向不会出现零陷，导致ΔG较小。

综上所述，干扰效果与ρ_SY及ΔG成负相关。指标ρ_SY与ΔG对各类ASLC干扰都能进行有效地干扰效果评估，本发明将在仿真实验中应用上述两种指标进行对ASLC的精准间歇采样干扰效果评估。

其中，所述目标雷达信号表示为：

其中，A为振幅，T_p为脉宽，μ＝B/T_p为调频斜率，B为带宽，

表示脉宽为T_p的矩形脉冲。

通过上述分析可知，针对旁瓣对消在干扰信号与目标回波信号相关度较高时失效的缺陷，本发明提出使用精准间歇采样干扰。基于精准干扰对干扰参数的精准度有着高要求的特性。从干扰信号与目标信号到达雷达时间差及频率差对干扰效果的影响，可以设置精准间歇采样干扰的使用条件。

本发明提供的一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法，通过获取待侦查雷达发送的目标雷达信号，对目标雷达信号进行间歇采样，得到间歇采样信号；基于间歇采样信号，生成间歇采样转发干扰信号基于待侦查雷达、目标及干扰机的空间位置关系，确定干扰机的等待时延；延时等待时延后，发射间歇采样转发干扰信号至待侦测雷达，对待侦查雷达进行干扰。相比于现有技术，本发明根据精确的空间位置和信号时延，使得精准间歇采样干扰信号与目标回波同时到达雷达阵面，使得雷达接收到的目标信号被衰减，并减小干扰机收、发隔离的难度。

作为一种可选的实施方式，对目标雷达信号进行间歇采样，得到间歇采样信号的步骤包括：

对目标雷达信号使用采样算法表达式进行间歇采样，得到间歇采样信号；

所述采样算法表达式为：

其中，p(t)表示间歇采样信号，τ为采样脉冲宽度，T_s为间歇采样时间间隔，n表示均匀线阵中第n个阵元天线，t表示时间。

作为一种可选的实施方式，所述基于所述间歇采样信号，生成间歇采样转发干扰信号的步骤包括：

将所述间歇采样信号与所述目标雷达信号相乘，得到间歇采样转发干扰信号。

j_s(t)＝p(t)s_t(t)

其中，j_s(t)表示间歇采样转发干扰信号。

作为本发明一种可选的实施方式，所述基于待侦查雷达、目标及干扰机的空间位置关系，确定干扰机的等待时延的步骤包括：

基于待侦查雷达的空间位置、目标的空间位置以及干扰机的空间位置，计算待侦查雷达与目标的距离、雷达与干扰机的距离；

基于待侦查雷达与目标的距离、雷达与干扰机的距离，使用延时公式，确定干扰机的等待时延；

所述延迟公式为：

其中，τ_s表示等待时延，R_A为待侦查雷达与目标的距离，R_J为待侦查雷达与干扰机的距离，Δτ为干扰机间歇采样处理时延，c为光速。

下面结合仿真实验对本发明的效果作进一步说明。

1.仿真条件：

1)敌方雷达参数如下：

雷达工作频率f₀＝400MHz，发射的线性调频信号脉宽T_p＝100μs，脉冲重复周期PRI＝1000μs，带宽B＝10MHz，雷达天线采用均匀线阵，阵元个数N＝20。

2)设置我方目标参数如下：

地面动目标与敌方雷达距离R_A＝40km，目标方位角θ_t＝0°；

3)设置我方干扰参数如下：

干扰机为近距离干扰机，干扰机方位角θ_j＝20°，采样重复周期T_s＝36μs，采样脉宽为18μs。

2.仿真内容与结果分析：

仿真1，仿真分析本发明精准间歇采样随机转发干扰对雷达目标回波信号的干扰效果时域图，结果如图6a-图6c所示所示。其中：图6a是无干扰时雷达理想输出信号与实际输出信号的时域图。图6b是普通噪声干扰时雷达理想输出信号与实际输出信号的时域图。图6c是本发明精准间歇采样转发干扰后雷达理想输出信号与实际输出信号的时域图，可以看出，目标信号得到衰减，信噪比降低。

仿真2，在本发明精准间歇采样随机转发干扰信号的干扰条件下，得到该干扰条件下的经雷达旁瓣相消处理后的自适应天线方向图，结果如图7a-图7b所示，其中，图7a是无干扰条件下敌方雷达经过ASLC处理后得到的自适应天线方向图；图7b普通噪声干扰条件下敌方雷达经过ASLC处理后得到的自适应天线方向图图；图7c是本发明精准间歇采样转发干扰条件下敌方雷达经过ASLC处理后得到的自适应天线方图；

从图7a可见，在无干扰情况下，雷达的天线方向图在20°只有-30dB左右的衰减。从图7b可见，在有普通噪声压制干扰情况下，雷达的天线方向图在20°有-80dB以下的衰减。从图7c可见，在精准间歇采样转发干扰情况下，雷达的天线方向图在20°有不到-40dB以下的衰减，干扰有效。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种对窄带自适应旁瓣相消的精准间歇采样干扰方法，应用于干扰机，其特征在于，所述间歇采样干扰方法包括：

获取待侦查雷达发送的目标雷达信号；

对所述目标雷达信号进行间歇采样，得到间歇采样信号；

基于所述间歇采样信号，生成间歇采样转发干扰信号；

基于待侦查雷达、目标及干扰机的空间位置关系，确定干扰机的等待时延；

延时等待时延后，发射所述间歇采样转发干扰信号至待侦测雷达，对所述待侦查雷达进行干扰。

2.根据权利要求1所述的间歇采样干扰方法，其特征在于，所述目标雷达信号表示为：

其中，A为振幅，T_p为脉宽，μ＝B/T_p为调频斜率，B为带宽，

表示脉宽为T_p的矩形脉冲。

3.根据权利要求1所述的间歇采样干扰方法，其特征在于，所述对所述目标雷达信号进行间歇采样，得到间歇采样信号的步骤包括：

对所述目标雷达信号使用采样算法表达式进行间歇采样，得到间歇采样信号；

所述采样算法表达式为：

其中，p(t)表示间歇采样信号，τ为采样脉冲宽度，T_s为间歇采样时间间隔，n表示均匀线阵中第n个阵元天线，t表示时间。

4.根据权利要求1所述的间歇采样干扰方法，其特征在于，所述基于所述间歇采样信号，生成间歇采样转发干扰信号的步骤包括：

将所述间歇采样信号与所述目标雷达信号相乘，得到间歇采样转发干扰信号。

5.根据权利要求1所述的间歇采样干扰方法，其特征在于，所述基于待侦查雷达、目标及干扰机的空间位置关系，确定干扰机的等待时延的步骤包括：

基于待侦查雷达的空间位置、目标的空间位置以及干扰机的空间位置，计算待侦查雷达与目标的距离、雷达与干扰机的距离；

基于待侦查雷达与目标的距离、雷达与干扰机的距离，使用延时公式，确定干扰机的等待时延；

所述延迟公式为：

其中，τ_s表示等待时延，R_A为待侦查雷达与目标的距离，R_J为待侦查雷达与干扰机的距离，Δτ为干扰机间歇采样处理时延，c为光速。

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