CN112968597A - 连续模式下的功率因数校正电路的单周期控制方法 - Google Patents

Abstract

本公开涉及一种连续模式下的功率因数校正电路的单周期控制方法，所述方法包括：控制功率因数校正电路工作在连续模式，并侦测电感的电感电流；当电感电流过零时，确定功率因数校正电路进入断续模式，并确定断续模式下每个控制周期中电感电流为零的第零时长，以根据第零时长计算各个控制周期的目标占空比；根据目标占空比产生控制信号，以控制功率因数校正电路对输入的交流电进行功率因数校正，并产生输出电压，其中，目标占空比高于连续模式的控制信号的占空比。本公开实施例可以实现连续模式和断续模式下的单周期控制，在进入断续模式时，提高控制信号的占空比，实现连续模式到断续模式的无缝切换，大幅改善总谐波失真。

Description

连续模式下的功率因数校正电路的单周期控制方法

技术领域

本公开涉及集成电路技术领域，尤其涉及一种连续模式下的功率因数校正电路的单周期控制方法。

背景技术

电力电子技术的应用可以大大提高电能变换装置的功率密度，有效减小装置的体积和重量。随着电力电子技术的快速发展，电力电子设备越来越多，而几乎每个电力电子设备都需要通过整流变换技术将交流电转换成直流电，为了减小负载谐波对电网及其它设备的相互影响，每个电子设备的输入电流谐波含量和功率密度都需要满足交流用电设备电流谐波要求。因此研究高效率和高功率密度的PFC(功率因数校正，Power Factor Corrector)变换器具有重要意义。

传统PFC采用内置乘法器的控制电路，较为复杂，成本也高，为了降低复杂度，相关技术提出一些的OCC(单周期控制，One Cycle Control)PFC控制电路，无需监测交流输入电压，就省去了高压电压监测需要的高压器件，相比传统PFC电路更加简单可靠，具有成本和性能优势，但是相关技术中的OCC PFC控制电路的THD(total harmonic distortion,总谐波失真)性能较差，特别是从连续模式(ContinuousConduction Mode，CCM)进入断续模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)时，THD迅速较低，例如，在220V交流输入电压，当负载从100％满功率负载输出到10％负载功率输出变化时，THD从1.8％恶化到33％，这极大地限制了OCC PFC控制电路的应用范围。

发明内容

有鉴于此，本公开提出了一种连续模式下的功率因数校正电路的单周期控制方法，所述功率因数校正电路包括电感，所述方法应用于控制装置中，所述控制装置用于产生控制信号，所述方法包括：

控制所述功率因数校正电路工作在连续模式，并侦测所述电感的电感电流；

当所述电感电流过零时，确定所述功率因数校正电路进入断续模式，并确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，以根据所述第零时长计算各个控制周期的目标占空比；

根据所述目标占空比产生控制信号，以控制所述功率因数校正电路对输入的交流电进行功率因数校正，并产生输出电压，其中，所述目标占空比高于连续模式的控制信号的占空比。

在一种可能的实施方式中，所述确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，包括：

根据所述电感的输入电流及预设系数确定第一电压；

获取所述电感电流过零时三角波的实时电压；

根据所述第一电压、所述三角波的实时电压及所述控制周期确定所述第零时长。

在一种可能的实施方式中，所述确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，包括：

根据如下公式确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长：

t0＝(Vic–V2)/(Vic/T)，

其中，t0表示所述第零时长，Vic表示所述第一电压，V2表示所述电感电流过零时三角波的实时电压，T表示所述控制周期。

在一种可能的实施方式中，所述功率因数校正电路包括晶体管，所述根据所述第零时长计算各个控制周期的目标占空比，包括：

根据所述第零时长、所述晶体管截止的第二时长及所述控制周期确定所述晶体管导通的第一时长；

根据所述第一时长及所述控制周期确定所述目标占空比。

在一种可能的实施方式中，所述控制装置还用于产生三角波信号，并根据三角波信号产生控制信号，所述方法还包括：

当所述电感电流过零时，在断续模式的各个控制周期的所述第零时长中，将所述三角波的斜率从第一斜率切换到第二斜率，其中，所述第二斜率小于所述第一斜率；

根据所述三角波信号产生新的控制信号，其中，所述新的控制信号的占空比高于所述第一斜率对应的控制信号的占空比。

在一种可能的实施方式中，所述第一斜率为三角波峰值电压与所述控制周期之比，所述第二斜率为第一电压与所述控制周期之比，

其中，所述第一电压小于所述三角波峰值电压，所述第一电压为所述电感的输入电流与预设系数之积。

在一种可能的实施方式中，所述根据所述三角波信号产生新的控制信号包括：

将所述三角波信号与所述第一电压进行比较，产生所述控制信号，其中，所述控制信号为脉冲宽度调制信号。

在一种可能的实施方式中，所述功率因数校正电路还包括第零二极管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容、晶体管，其中，

所述第一二极管的正极端电连接于所述第二二极管的负极端、交流电源的第一端，所述第一二极管的负极端电连接于所述第三二极管的负极端及所述电感的第一端，所述交流电源用于输出交流电，

所述第三二极管的正极端电连接于所述第四二极管的负极端及所述交流电源的第二端，

所述电感的第二端电连接于所述第零二极管的正极端及所述晶体管的漏极，

所述第零二极管的负极端电连接于所述第一电容的第一端，用于输出所述输出电压，

所述晶体管的栅极用于接收所述控制信号，

所述第二二极管的正极端、所述第四二极管的正极端、所述晶体管的源极、所述第一电容的第二端接地。

在一种可能的实施方式中，，所述控制装置包括：

电流检测单元，用于侦测所述电感的电感电流；

电压产生单元，连接于所述电流检测单元，用于根据电感电流产生第一电压；

三角波产生单元，连接于所述电流检测单元，用于产生三角波，并在电感电流过零时调整三角波的斜率；

比较单元，连接于所述电压产生单元、所述三角波产生单元，用于根据所述三角波及所述第一电压产生控制信号。

本公开实施例可以控制所述功率因数校正电路工作在连续模式，并侦测所述电感的电感电流，当所述电感电流过零时，确定所述功率因数校正电路进入断续模式，并确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，以根据所述第零时长计算各个控制周期的目标占空比，根据所述目标占空比产生控制信号，以控制所述功率因数校正电路对输入的交流电进行功率因数校正，并产生输出电压。通过以上方法，本公开实施例可以实现连续模式和断续模式下的单周期控制，在进入断续模式时，提高控制信号的占空比，实现连续模式到断续模式的无缝切换，大幅改善总谐波失真。

根据下面参考附图对示例性实施例的详细说明，本公开的其它特征及方面将变得清楚。

附图说明

包含在说明书中并且构成说明书的一部分的附图与说明书一起示出了本公开的示例性实施例、特征和方面，并且用于解释本公开的原理。

图1示出了根据本公开一实施例的连续模式下的功率因数校正电路的单周期控制方法的流程图。

图2示出了根据本公开一实施例的连续模式下电感电流的示意图。

图3示出了根据本公开一实施例的断续模式下电感电流的示意图。

图4示出了根据本公开一实施例的PFC电路与控制电路的示意图。

图5示出了根据本公开一实施例的功率因数校正电路的示意图。

具体实施方式

以下将参考附图详细说明本公开的各种示例性实施例、特征和方面。附图中相同的附图标记表示功能相同或相似的元件。尽管在附图中示出了实施例的各种方面，但是除非特别指出，不必按比例绘制附图。

在这里专用的词“示例性”意为“用作例子、实施例或说明性”。这里作为“示例性”所说明的任何实施例不必解释为优于或好于其它实施例。

另外，为了更好的说明本公开，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员应当理解，没有某些具体细节，本公开同样可以实施。在一些实例中，对于本领域技术人员熟知的方法、手段、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本公开的主旨。

请参阅图1，图1示出了根据本公开一实施例的连续模式下的功率因数校正电路的单周期控制方法的流程图。

所述功率因数校正电路包括电感，所述方法应用于控制装置中，所述控制装置用于产生控制信号，如图1所示，所述方法包括：

步骤S11，控制所述功率因数校正电路工作在连续模式，并侦测所述电感的电感电流；

步骤S12，当所述电感电流过零时，确定所述功率因数校正电路进入断续模式，并确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，以根据所述第零时长计算各个控制周期的目标占空比；

步骤S13，根据所述目标占空比产生控制信号，以控制所述功率因数校正电路对输入的交流电进行功率因数校正，并产生输出电压，其中，所述目标占空比高于连续模式的控制信号的占空比。

本公开实施例可以控制所述功率因数校正电路工作在连续模式，并侦测所述电感的电感电流，当所述电感电流过零时，确定所述功率因数校正电路进入断续模式，并确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，以根据所述第零时长计算各个控制周期的目标占空比，根据所述目标占空比产生控制信号，以控制所述功率因数校正电路对输入的交流电进行功率因数校正，并产生输出电压。通过以上方法，本公开实施例可以实现连续模式和断续模式下的单周期控制，在进入断续模式时，提高控制信号的占空比，实现连续模式到断续模式的无缝切换，大幅改善总谐波失真。

在一个示例中，即，当PFC进入DCM时，本公开实施例确定目标占空比，以产生新的控制信号，新的控制信号的目标占空比高于校正前的控制信号的占空比。

应该说明的是，本公开实施例对控制装置的具体实现方式不做限定，本领域技术人员可以参考相关技术实现控制装置，及控制装置中的各个模块，本公开实施例对功率因数校正电路的具体实现方式也不做限定，本领域技术人员可以采用相关技术中的功率因数校正电路实现。

请参阅图2、图3，图2示出了根据本公开一实施例的连续模式下电感电流的示意图，图3示出了根据本公开一实施例的断续模式下电感电流的示意图。

在一个示例中，如图2所示，在连续模式下，电感电流IL下降阶段的时间为第二时长t2，对应于PFC电路的晶体管关断；电感电流IL上升阶段的时长为第一时长t1，对应于PFC电路的晶体管导通，在连续模式下，控制信号的占空比为t1/T，其中，T表示一个控制周期，T＝t1+t2。

在一个示例中，当交流电压接近0V时，PFC会从连续模式进入断续模式，如图3所示，在断续模式下，电感电流IL下降为零，因此，本公开实施例可以根据电感电流IL判断是否进入断续模式。当PFC进入断续模式，由于控制信号的占空比仍然由平均电流控制，由于负向电流被截断，因此，实际上得到的平均电流会较正常值偏大，会进一步引发失真，本公开实施例可以在检测到电感电流IL过零时，确定PFC进入断续模式，以调整控制信号的占空比，降低总谐波失真。

在一个示例中，如图3所示，电感电流IL下降阶段的时间为第二时长t2，电感电流为0的时间为第零时长t0，电感电流IL上升的时长为第一时长t1，在断续模式下，控制信号的占空比为t1/T，其中，T表示一个控制周期，T＝t1+t2+t0，本公开实施例通过优化设置第零时长t0，以调整第一时长t1的时长(t1＝T-t2-t0)，从而调整占空比以改善总谐波失真。

在一种可能的实施方式中，所述功率因数校正电路包括晶体管，所述步骤S12根据所述第零时长计算各个控制周期的目标占空比，可以包括：

根据所述第零时长、所述晶体管截止的第二时长及所述控制周期确定所述晶体管导通的第一时长来实现所述目标占空比。

例如，在确定第一时长后，本公开实施例即可根据第一时长、第二时长、第零时长确定目标占空比，并产生与目标占空比对应的新的控制信号。

在一个示例中，连续模式下控制信号的占空比可以为t1/T，断续模式下控制信号的占空比可以为t1/T。

下面对连续模式下的功率因数校正电路的单周期控制方法的各个步骤的可能实现方式进行示例性介绍。

在一种可能的实施方式中，步骤S12确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，可以包括：

根据所述电感的输入电流及预设系数确定第一电压；

获取所述电感电流过零时三角波的实时电压；

根据所述第一电压、所述三角波的实时电压及所述控制周期确定所述第零时长。

在一种可能的实施方式中，所述确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，可以包括：

根据如下公式确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长：

t0＝(Vic–V2)/(Vic/T) 公式1

其中，t0表示所述第零时长，Vic表示所述第一电压，V2表示所述电感电流过零时三角波的实时电压，T表示所述控制周期。

下面对确定公式1的原理进行示例性介绍。

在一个示例中，CCM模式下控制信号的占空比Doff需满足以下公式2：

Doff＝Vinac/Vout 公式2

其中，Vinac表示输入PFC的交流电压，Vout表示PFC的输出电压。

由于第一电压Vic与输入电流Iinac成比例(例如，Vic＝Iinac*k)，当控制装置产生三角波时，假设其斜率为SLOPE，峰值为Vramp，对于某个输入电流Iinac，此Vic和三角波信号相比的到的占空比Doff，如公式3所示。

Doff＝Vic/Vramp＝Iinac*k/Vramp 公式3

其中，k表示所述预设系数。

本公开实施例对预设系数k的具体大小不做限定，本领域技术人员可以根据需要设定。

根据公式2及公式3可以得到公式4。

Vinac/Iinac＝Doff*Vout/Iinac＝Iinac*k/Vramp*Vout/Iinac＝k*Vout/Vramp

公式4

根据公式4可以实现连续模式下的PFC的控制，而由于断续模式下，电感电流IL过零被截断，导致平均电流出现偏差，使得PFC的总谐波失真恶化。

连续模式与断续模式的差异在于，断续模式出现了第零时长t0，因此，根据之前的描述可得断续模式下：

Vinac/Vout＝t2/(t1+t2)＝t2/(T-t0) 公式5

因此只要t0满足公式1接口实现CCM模式到DCM模式的无缝切换，降低总谐波失真。

在一个示例中，公式1中的电感电流过零时三角波的实时电压V2可以通过公式6获得：

V2＝t2*Vramp/T 公式6

当然，以上对原理部分的描述是示例性的，不应视为是对本公开的限定。

通过以上分析可知，在一个示例中，单周期控制OCC是基于连续模式CCM的，在OCCCCM中，占空比Doff＝Vinac/Vout(公式2)，所以只要控制开关管(晶体管)的导通满足开关管导通占空比Don＝1-Vinac/Vout即可。当输入的交流电AC电压低，比如接近过零点，此时平均电流也小，当平均电流小于电流纹波，PFC会进入DCM模式，在这种情况下，如果还按照CCM中Don＝1-Vinac/Vout进行控制，会导致实际开关管导通时间偏大，所以本公开实施例在相应的在DCM中减小Don，满足Don＝(1-Vinac/Vout)*(T-t0)/T。

本公开实施例对现有OCC控制进行改进，通过将OCC控制从Don＝1-Vinac/Vout，改进为：

CCM：Don＝1-Vinac/Vout； 公式7

DCM：Don＝(1-Vinac/Vout)*(T-t0)/T 公式8

在CCM中，t2＝T*Doff，t0＝0；

在DCM中，可检测电感电流过零时刻，计算出所需的第零时长t0(通过公式1)，以实现占空比的调整。

通过在CCM和DCM中配置不同的占空比，本公开实施例可以实现连续模式和断续模式下的单周期控制，在进入断续模式时，提高控制信号的占空比，实现连续模式到断续模式的无缝切换，大幅改善总谐波失真。

改变占空比的方式可以包括多种，例如可以通过调整三角波斜率等操作是实现此占空比调整，也可以通过其他操作操作实现，只要满足改进后的Don控制公式(公式7、公式8)即可。

下面以改变三角波斜率的方式调整占空比为例进行说明。

在一种可能的实施方式中，所述控制装置还用于产生三角波信号，并根据三角波信号产生控制信号，所述方法还可以包括：

当所述电感电流过零时，在断续模式的各个控制周期的所述第零时长中，将所述三角波的斜率从第一斜率切换到第二斜率，其中，所述第二斜率小于所述第一斜率；

根据所述三角波信号产生新的控制信号，其中，新的的控制信号的占空比高于所述第一斜率对应的控制信号的占空比。

在一种可能的实施方式中，所述第一斜率为三角波峰值电压与所述控制周期之比(Vramp/T)，所述第二斜率为第一电压与所述控制周期之比(Vic/T)，

其中，所述第一电压小于所述三角波峰值电压，所述第一电压为所述电感的输入电流与预设系数之积。

在一个示例中，在产生三角波信号时，若判断进入DCM模式，则在产生三角波信号过程中进行斜率切换，将所述三角波的斜率从第一斜率切换到第二斜率，以适应性调整DCM模式下晶体管的占空比。

在一种可能的实施方式中，所述根据所述三角波信号产生新的控制信号可以包括：

将所述三角波信号与所述第一电压进行比较，产生所述控制信号，其中，所述控制信号为脉冲宽度调制信号。

下面对控制装置的可能实现方式进行示例性介绍。

请参阅图4，图4示出了根据本公开一实施例的PFC电路与控制电路的示意图。

在一种可能的实施方式中，如图4所示，控制装置20可以与PFC电路10连接，控制装置20可以包括电流检测单元210、电压产生单元220、三角波产生单元230、比较单元240。

在一个示例中，电流检测单元210可以用于检测电感电流IL，对电感电流IL进行实时侦测，在一个示例中，电流检测单元210可以包括电流采集组件、电流比较组件，通过电流采集组件采集流过电感的电流，并通过电流比较组件实现电感电流与零电流的比较，当电感电流IL过零时，本公开实施例可以将流入电感的电流Iinac输入到电压产生单元220以产生第一电压Vic。

在一个示例中，电压产生单元220可以被配置为一个比例运算器，以实现电流Iinac与预设系数K的比例运算，输出第一电压Vic到比较单元240。

在一个示例中，三角波产生单元230可以接收电流检测单元210输出的过零信号，以在电感电流IL过零时调整三角波信号的斜率。三角波产生单元230可以接收PFC电路的输出电压Vo，并根据输出电压调整三角波的峰值电压，本公开实施例对三角波产生单元230的具体实现方式不做限定，本领域技术人员可以根据实际需要实现，例如，三角波产生单元可以包括误差放大器、电流镜、储能单元、时钟单元及切换单元，误差放大器可以利用输出电压及预设电压产生误差信号，误差信号可以经过分压电阻分压后送入电流镜，以为电流镜提供输入，可知该输入与输出电压Vo成正比，示例性的，本公开实施例可以利用电流镜调整三角波信号的斜率，电流镜输出的电能用于对储能单元(如电容)充电，通过时钟单元及切换单元(包括切换开关)控制充电的时间，使得储能单元的电能随时间上升，当达到目标时间时，切换开关可以控制储能单元放电，重新开始三角波上升阶段，以得到三角波信号，储能单元输出的三角波信号与电压产生单元220输出第一电压进行比较后可以确定控制信号的占空比，并得到控制信号。

当然，以上对三角波产生单元230的描述是示例性的，不应视为是对本公开实施例的限定，在其他实施例中，三角波产生单元230还可以通过其他方式实现。

本公开实施例也可以通过其他方式调整控制信号的占空比，并产生控制信号。

例如，控制装置可以包括运算模块(未示出)，通过运算模块利用前述的公式进行计算，可以确定第零时长t0，以确定控制信号的占空比，并产生控制信号。

在一个示例中，运算模块可以被配置为一组件，组件包括但不限于单独的处理器，或者分立元器件，或者处理器与分立元器件的组合。所述处理器可以包括电子设备中具有执行指令功能的控制器，所述处理器可以按任何适当的方式实现，例如，被一个或多个应用专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、控制器、微控制器、微处理器或其他电子元件实现。在所述处理器内部，可以通过逻辑门、开关、专用集成电路(Application Specific IntegratedCircuit，ASIC)、可编程逻辑控制器和嵌入微控制器等硬件电路执行所述可执行指令。

在一个示例中，比较单元240可以包括比较器。

下面对功率因数校正电路的可能实现方式进行示例性介绍。

应该说明的是，本公开实施例中的功率因数校正电路10可以包括各种类型的PFC电路，例如可以包括有桥PFC或无桥图腾柱PFC等，对此，对于功率因数校正电路10的具体实现方式，本公开实施例不做限定。

请参阅图5，图5示出了根据本公开一实施例的功率因数校正电路的示意图。

在一种可能的实现方式中，如图5所示，所述功率因数校正电路可以包括第零二极管D0、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一电感L1、第一电容C1、晶体管Q1，其中，

所述第一二极管D1的正极端电连接于所述第二二极管D2的负极端、交流电源AC的第一端，所述第一二极管D1的负极端电连接于所述第三二极管D3的负极端及所述第一电感L1的第一端，所述交流电源AC用于输出交流电，

所述第三二极管D3的正极端电连接于所述第四二极管D4的负极端及所述交流电源AC的第二端，

所述第一电感L1的第二端电连接于所述第零二极管D0的正极端及所述晶体管Q1的漏极，

所述第零二极管D0的负极端电连接于所述第一电容C1的第一端，用于输出所述输出电压Vo，以为负载RL供电，

所述晶体管Q1的栅极用于接收所述控制信号，

所述第二二极管D2的正极端、所述第四二极管D4的正极端、所述晶体管Q1的源极、所述第一电容C1的第二端接地。

在一个示例中，在交流电源与校正电路之间可以设置EMI过滤模块，以降低电磁干扰EMI，本公开实施例对EMI滤除模块的具体实现方式不做限定，本领域技术人员可以根据需要利用相关技术实现。

在一个示例中，功率因数校正电路的检测电流可以为第一电感L1的电感电流Iac。

以上对PFC的描述是示例性的，不应视为是对本公开实施例的限定，在其他的实施例中，PFC还可以包括其他的实现方式。

本公开实施例可以控制所述功率因数校正电路工作在连续模式，并侦测所述电感的电感电流，当所述电感电流过零时，确定所述功率因数校正电路进入断续模式，并确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，以根据所述第零时长计算各个控制周期的目标占空比，根据所述目标占空比产生控制信号，以控制所述功率因数校正电路对输入的交流电进行功率因数校正，并产生输出电压。通过以上方法，本公开实施例可以实现连续模式和断续模式下的单周期控制，在进入断续模式时，提高控制信号的占空比，实现连续模式到断续模式的无缝切换，大幅改善总谐波失真。

以上已经描述了本公开的各实施例，上述说明是示例性的，并非穷尽性的，并且也不限于所披露的各实施例。在不偏离所说明的各实施例的范围和精神的情况下，对于本技术领域的普通技术人员来说许多修改和变更都是显而易见的。本文中所用术语的选择，旨在最好地解释各实施例的原理、实际应用或对市场中的技术的改进，或者使本技术领域的其它普通技术人员能理解本文披露的各实施例。

Claims (9)

1.一种连续模式下的功率因数校正电路的单周期控制方法，其特征在于，所述功率因数校正电路包括电感，所述方法应用于控制装置中，所述控制装置用于产生控制信号，所述方法包括：

控制所述功率因数校正电路工作在连续模式，并侦测所述电感的电感电流；

当所述电感电流过零时，确定所述功率因数校正电路进入断续模式，并确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，以根据所述第零时长计算各个控制周期的目标占空比；

根据所述目标占空比产生控制信号，以控制所述功率因数校正电路对输入的交流电进行功率因数校正，并产生输出电压，其中，所述目标占空比高于连续模式的控制信号的占空比。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，包括：

根据所述电感的输入电流及预设系数确定第一电压；

获取所述电感电流过零时三角波的实时电压；

根据所述第一电压、所述三角波的实时电压及所述控制周期确定所述第零时长。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长，包括：

根据如下公式确定断续模式下每个控制周期中所述电感电流为零的第零时长：

t0＝(Vic–V2)/(Vic/T)，

其中，t0表示所述第零时长，Vic表示所述第一电压，V2表示所述电感电流过零时三角波的实时电压，T表示所述控制周期。

4.根据权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，所述功率因数校正电路包括晶体管，所述根据所述第零时长计算各个控制周期的目标占空比，包括：

根据所述第零时长、所述晶体管截止的第二时长及所述控制周期确定所述晶体管导通的第一时长；

根据所述第一时长及所述控制周期确定所述目标占空比。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制装置还用于产生三角波信号，并根据三角波信号产生控制信号，所述方法还包括：

当所述电感电流过零时，在断续模式的各个控制周期的所述第零时长中，将所述三角波的斜率从第一斜率切换到第二斜率，其中，所述第二斜率小于所述第一斜率；

根据所述三角波信号产生新的控制信号，其中，所述新的控制信号的占空比高于所述第一斜率对应的控制信号的占空比。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述第一斜率为三角波峰值电压与所述控制周期之比，所述第二斜率为第一电压与所述控制周期之比，

其中，所述第一电压小于所述三角波峰值电压，所述第一电压为所述电感的输入电流与预设系数之积。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据所述三角波信号产生新的控制信号包括：

将所述三角波信号与所述第一电压进行比较，产生所述控制信号，其中，所述控制信号为脉冲宽度调制信号。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述控制装置包括：

电流检测单元，用于侦测所述电感的电感电流；

电压产生单元，连接于所述电流检测单元，用于根据电感电流产生第一电压；

三角波产生单元，连接于所述电流检测单元，用于产生三角波，并在电感电流过零时调整三角波的斜率；

比较单元，连接于所述电压产生单元、所述三角波产生单元，用于根据所述三角波及所述第一电压产生控制信号。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述功率因数校正电路还包括第零二极管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电容、晶体管，其中，

所述第一二极管的正极端电连接于所述第二二极管的负极端、交流电源的第一端，所述第一二极管的负极端电连接于所述第三二极管的负极端及所述电感的第一端，所述交流电源用于输出交流电，

所述第三二极管的正极端电连接于所述第四二极管的负极端及所述交流电源的第二端，

所述电感的第二端电连接于所述第零二极管的正极端及所述晶体管的漏极，

所述第零二极管的负极端电连接于所述第一电容的第一端，用于输出所述输出电压，

所述晶体管的栅极用于接收所述控制信号，

所述第二二极管的正极端、所述第四二极管的正极端、所述晶体管的源极、所述第一电容的第二端接地。

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