CN112953417A - 功率放大器 - Google Patents

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Abstract

提供使高效率且小型化成为可能且降低寄生成分引起的影响的多赫蒂放大器。功率放大器具备：3dB耦合器，将信号(RF1)分配为信号(RF2)和比其滞后约90度的信号(RF3)；载波放大器，在信号(RF1)的功率电平为第1电平以上的区域中将信号(RF2)放大并输出信号(RF4)；峰值放大器，在信号(RF1)的功率电平为第2电平以上的区域中将信号(RF3)放大并输出信号(RF5)；混合耦合器，具有传输线路(1051、1052)，在传输线路(1051、1052)的一个端子输入信号(RF4、RF5)，传输线路(1052)的另一个端子被开路，从传输线路(1051)的另一个端子输出信号(RF1)的放大信号。

Description

功率放大器
技术领域
本发明涉及功率放大器。
背景技术
作为高效率的功率放大电路，已知有多赫蒂放大器。一般来说，多赫蒂放大器是并联地连接了载波放大器和峰值放大器的结构，其中，载波放大器与输入信号的功率电平无关地进行动作，峰值放大器在输入信号的功率电平小的情况下成为截止，在输入信号的功率电平大的情况下成为导通。在输入信号的功率电平大的情况下，载波放大器一边以饱和输出功率电平维持饱和一边进行动作。多赫蒂放大器与通常的功率放大电路相比能够使效率提高。
作为多赫蒂放大器的变形例，例如，在专利文献1公开了不使用在一般的多赫蒂放大器中使用的λ/4线路而构成的多赫蒂放大器。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2016-19228号公报
在专利文献1公开的多赫蒂放大器中，来自载波放大器的信号通过电感器并与来自峰值放大器的信号汇合。若被放大的频率成为3GHz以上，则需要减小该电感器的电感，电感器的尺寸变小。尺寸小的电感器变得容易受到寄生成分的影响。在该情况下，由于寄生成分的影响，变得难以实现得到所希望的特性的放大。
发明内容
发明要解决的课题
本发明是鉴于这样的情形而完成的，其目的在于，提供一种在使高效率且小型化成为可能的同时可降低由寄生成分引起的影响的多赫蒂放大器。
用于解决课题的技术方案
本发明的一个方面涉及的功率放大器具备：分配器，将第1信号分配为第2信号和比第2信号滞后大约90度的第3信号；第1放大器，在第1信号的功率电平为第1电平以上的区域中，将第2信号放大并输出第4信号；第2放大器，在第1信号的功率电平为第2电平以上的区域中，将第3信号放大并输出第5信号，其中，所述第2电平比第1电平高；以及混合耦合器，具有第1传输线路以及第2传输线路，在第1传输线路的一个端子输入第4信号，在第2传输线路的一个端子输入第5信号，第2传输线路的另一个端子被开路，从第1线路的另一个端子输出第4信号和第5信号被合成后的第1信号的放大信号。
发明效果
根据本发明，能够提供一种在使高效率且小型化成为可能的同时可降低由寄生成分引起的影响的多赫蒂放大器。
附图说明
图1是示出功率放大器的结构的图。
图2是示出载波放大器以及峰值放大器的动作特性的一个例子的图。
图3是等效地示出了功率放大器的一部分的结构的电路图。
图4是示出功率放大器中的损耗的仿真结果的图。
图5是示出功率放大器中的相位差的仿真结果的图。
图6是示出功率放大器中的隔离度的仿真结果的图。
图7是示出峰值动作时的从载波放大器的输出端观察到的负载侧的阻抗的轨迹的图。
图8是示出回退(backoff)动作时的从载波放大器的输出端观察到的负载侧的阻抗的轨迹的图。
图9是说明功率放大器的效率的图。
图10是示出混合耦合器的另一个方式的图。
图11是示出参照例涉及的功率放大器的结构的图。
图12是等效地示出了参照例涉及的功率放大器的一部分的结构的电路图。
图13是示出参照例涉及的功率放大器中的损耗的仿真结果的图。
图14是示出参照例涉及的功率放大器中的相位差的仿真结果的图。
图15是示出参照例涉及的功率放大器中的隔离度的仿真结果的图。
图16是示出参照例涉及的功率放大器的峰值动作时的从载波放大器的输出端观察到的负载侧的阻抗的轨迹的图。
图17是示出参照例涉及的功率放大器的回退动作时的从载波放大器的输出端观察到的负载侧的阻抗的轨迹的图。
图18是示出第2实施方式涉及的功率放大器的结构的图。
图19是示出第2实施方式涉及的功率放大器中的损耗的仿真结果的图。
图20是示出第2实施方式涉及的功率放大器中的相位差的仿真结果的图。
图21是示出第2实施方式涉及的功率放大器中的隔离度的仿真结果的图。
图22是示出第2实施方式涉及的峰值动作时的从载波放大器的输出端观察到的负载侧的阻抗的轨迹的图。
图23是示出第2实施方式涉及的回退动作时的从载波放大器的输出端观察到的负载侧的阻抗的轨迹的图。
图24是示出第2实施方式中的参照例涉及的功率放大器中的损耗的仿真结果的图。
图25是示出第2实施方式中的参照例涉及的功率放大器中的相位差的仿真结果的图。
图26是示出第2实施方式中的参照例涉及的功率放大器中的隔离度的仿真结果的图。
图27是示出第2实施方式中的参照例涉及的功率放大器的峰值动作时的从载波放大器的输出端观察到的负载侧的阻抗的轨迹的图。
图28是示出第2实施方式中的参照例涉及的功率放大器的回退动作时的从载波放大器的输出端观察到的负载侧的阻抗的轨迹的图。
图29是说明第2实施方式涉及的功率放大器的效率的一个例子的图。
附图标记说明
100：功率放大器；101：初级放大器，102：3dB耦合器，103：载波放大器，104：峰值放大器，105、105A：混合耦合器，1051、1052：传输线路，1801：分配器。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细地说明。另外，对同一要素标注同一附图标记，并尽量省略重复的说明。
对本实施方式涉及的功率放大器100进行说明。在图1中示出本实施方式涉及的功率放大器100的电路图。功率放大器100具备初级放大器101、3dB耦合器102、载波放大器103、峰值放大器104、混合耦合器105、匹配电路106、107、电感器108以及电容器109。功率放大器100的各要素可以形成在同一基板上，也可以形成在多个基板上。
初级放大器101将通过匹配电路107输入的信号RFIN放大，并输出信号RFl。信号RFIN的频率例如为几GHz程度。
载波放大器103、峰值放大器104以及混合耦合器105是对从初级放大器101输出的信号RF1进行放大的第二级放大电路，成为与一般的多赫蒂放大器类似的结构。
3dB耦合器102(分配器)将从初级放大器101输出的信号RF1(第1信号)分配为去往载波放大器103的信号RF2(第2信号)和去往峰值放大器104的信号RF3(第3信号)。信号RF3的相位变得相对于信号RF2的相位滞后大约90度。3dB耦合器102通过终止电阻1021而与接地连接。另外，3dB耦合器102也可以通过分配器和移相器以3dB的分配和使相位滞后大约90度的结构实现。
载波放大器103将来自3dB耦合器102的信号RF2放大，并输出信号RF4(第4信号)。在载波放大器103，通过电感器1031被供给电源电压Vcc。
峰值放大器104将来自3dB耦合器102的信号RF3放大，并输出信号RF5(第5信号)。在峰值放大器104，通过电感器1041被供给电源电压Vcc。
参照图2对载波放大器103以及峰值放大器104的动作特性的一个例子进行说明。在图2中，横轴为信号RFIN的电压，纵轴为各放大器的电流。载波放大器103的电流的变化由直线Ic示出。峰值放大器104的电流的变化由直线Ip示出。
载波放大器103与信号RFIN的电压电平无关地进行动作。即，载波放大器103与RFIN的功率电平无关地进行动作。换言之，载波放大器103在RFIN的功率电平比零(第1电平)高的电平下进行动作。
峰值放大器104在信号RFIN的电压电平为比最大电平Vmax低给定电平的Vback以上的区域中进行动作。峰值放大器104在RFIN的功率电平为比最大电平低例如3dB的给定电平的电平(第2电平)以上的区域中进行动作。
将仅载波放大器103成为导通时的动作称为回退动作，将载波放大器103以及峰值放大器104成为导通时的动作称为峰值动作。
图1所示的混合耦合器105具有传输线路1051以及传输线路1052。传输线路1051以及传输线路1052例如是设置在基板上或基板内的带状线或微带线。
传输线路1051和传输线路1052形成为在俯视功率放大器100的情况下沿着某一方向一同延伸。
传输线路1051的一端与载波放大器103的输出连接。传输线路1051的另一端与匹配电路106连接。传输线路1052的一端与峰值放大器104的输出连接。传输线路1052的另一端被开路。本发明中的所谓开路，还包含在传输线路的端部在物理上什么也没连接的状况、连接了相对于传输线路的特性阻抗成为100倍以上的阻抗的电阻或无源元件的情况。
混合耦合器105作为来自载波放大器103的信号RF4和来自峰值放大器104的信号RF5被合成后的放大信号而将信号RF6从传输线路1051的另一端输出。
匹配电路107使功率放大器100的输入侧和初级放大器101的阻抗匹配。匹配电路106使传输线路1051的另一端和功率放大器100的输出侧的阻抗匹配。信号RF6通过匹配电路106并作为信号RFOUT而向功率放大器100的外部输出。
电感器108在一端被供给电源电压Vcc，另一端与初级放大器101的输出连接。电容器109的一端与初级放大器101的输出连接，另一端与3dB耦合器102连接。
参照图3，对功率放大器100中的阻抗的公式化进行说明。图3是将功率放大器100模型化为电流源模型的电路的电路图。图3所示的电路具备电流源301、302、负载电阻303、电感器304、电容器305、电容器306以及电感器307。
电流源301的输出侧与电感器304的一端以及电容器306的一端连接。电流源302的输出侧与电容器305的一端以及电感器307的一端连接。
电容器306的另一端与电感器307的另一端连接。电感器304的另一端与电容器305的另一端以及负载电阻303的一端连接。负载电阻303的另一端与电流源301以及电流源302连接。
电流源301对应于载波放大器103。电流源302对应于峰值放大器104。负载电阻303表示输出功率放大器100放大后的信号的负载的电阻。
电感器304表示传输线路1051的电感。电感器307表示传输线路1052的电感。电容器305以及电容器306表示在传输线路1051与传输线路1052之间产生的电容。在电感器304与电感器307之间产生互感。
传输线路1051以及传输线路1052被配置为电感器304以及电感器307的电感L、电容器305以及电容器306的电容C、以及电感器304和电感器307的互感M分别成为用数学式(1)表示的值。
Figure BDA0002822846970000061
在此，RL是负载电阻303的阻抗。此外，ω0是与信号RFIN的中心频率对应的角频率。
在此，将电流源301的输出侧的电压设为VC，将电流源302的输出侧的电压设为VP。此外，将从电流源301流出的电流设为iC，将从电流源302流出的电流设为iP。将该情况下的从电流源301的输出侧观察到的阻抗ZC以及从电流源302的输出侧观察到的阻抗ZP像以下那样导出。
将从电容器306流向电感器307的电流设为iX。此时，以下的数学式(2)的关系成立。
Figure BDA0002822846970000071
j是虚数单位。
数学式(2)的中央的式子是通过VC与VP之差计算了VC-VP的式子，其中，VC通过关于从电流源301至电感器304、负载电阻303的电路的电压下降来求出，VP通过关于从电流源302至电容器305、负载电阻303的电路的电压下降来求出。
数学式(2)的右边的式子是通过从电流源301起通过电容器306、电感器307直至到达电流源302的电压下降计算了VC-VP的式子。根据数学式(2)的中央的式子和右边的式子的关系，iX可用以下的数学式(3)表示。成为下式。
Figure BDA0002822846970000072
因而，电压VC以及VP变得像以下的数学式(4)以及数学式(5)那样。
VC＝iCjωL+(ic+ip)RL…(4)
Figure BDA0002822846970000073
在数学式(4)以及数学式(5)中，若设ω＝ω0，则成为下式。
Figure BDA0002822846970000074
Figure BDA0002822846970000075
设功率放大器100进行峰值动作，即，设载波放大器103以及峰值放大器104一同进行动作。若将iC以及iP的振幅分别设为IC以及IP，则在考虑了由3dB耦合器102产生的相位差的情况下，成为iC＝IC、iP＝-jIP，因此，根据数学式(6)以及数学式(7)，阻抗最终可通过数学式(8)以及数学式(9)表示。
Figure BDA0002822846970000081
Figure BDA0002822846970000082
作为参照例，对图11所示的功率放大器1100中的阻抗进行说明。功率放大器1100与功率放大器100的不同点在于，具有移相器1101、移相器1103以及合成部1105，移相器1101具有电感器1102，移相器1103具有电容器1104。功率放大器1100作为多赫蒂放大器而发挥功能。
功率放大器1100的阻抗的计算模型示于图12。电感器1102的电感L以及电容器1104的电容C分别为通过数学式(10)表示的值。
Figure BDA0002822846970000083
此时，关于从电流源301观察负载电阻303时的阻抗ZC以及从电流源302观察负载电阻303时的阻抗ZP，通过进行与功率放大器100的模型中的计算同样的计算，从而成为与数学式(8)以及数学式(9)相同的结果。
除进行了模型化的计算以外，还将图4至图8与图13至图17进行比较对基于仿真的结果进行说明。这里的仿真是使用了不考虑传输线路1051以及传输线路1052中的电阻的理想模型的仿真。
图4是示出功率放大器100中的损耗的曲线图。曲线L1是载波放大器103的输出的插入损耗。示出了如下情况，即，随着频率变高，损耗由于传输线路1051的电感而增加。关于数值，例如在曲线L1的频率3.75GHz处插入损耗为-3.010dB。曲线L2是峰值放大器104的输出的插入损耗。示出了如下情况，即，随着频率变高，传输线路1051与传输线路1052间的电容表现得像导线那样，损耗下降。关于数值，例如在频率3.70GHz处插入损耗为-3.069。
与图4对应的参照例为图13中的示出功率放大器1100中的损耗的曲线图。曲线L3是功率放大器1100中的载波放大器103的输出的插入损耗。曲线L4是功率放大器1100中的峰值放大器104的输出的插入损耗。曲线L3表现得与曲线L1相同，曲线L4表现得与曲线L2相同。
图5是示出在功率放大器100中从自峰值放大器104起通过混合耦合器105而输出的信号的相位减去了自载波放大器103起通过混合耦合器105而输出的信号的相位所得到的相位差的曲线图。
在图5的曲线图中，相位差为90度。即，混合耦合器105作为90度混合耦合器而发挥功能。示出了如下情况，即，从峰值放大器104输出的信号RF5相对于从载波放大器103输出的信号RF4，相位滞后大约90度，因此相位差成为90度，由此信号成为相同的相位而从混合耦合器105输出。
与图5对应的参照例为图14中的功率放大器1100中的同样地算出的相位差的曲线图。在图14中，相位差也是90度，从合成部1105的输出也为相同的相位。
图6是示出在功率放大器100中输入到传输线路1051的信号RF4的隔离度的曲线图。即，是示出信号RF4向传输线路1052漏出的程度的曲线图。在图6中，在频率3.75GHz处隔离度为-6.021dB。
与图6对应的参照例为图15中的功率放大器1100中的同样地算出的隔离度的曲线图。在图15中，隔离度也与图6同样地变化。
图7是说明在功率放大器100进行峰值动作的情况下从载波放大器103观察输出侧时的阻抗的史密斯圆图。图8是说明在功率放大器100进行回退动作的情况下从载波放大器103观察输出侧时的阻抗的史密斯圆图。图7的曲线S1以及图8的曲线S2是频率从500MHz变化至20GHz的情况下的轨迹。
与图7对应的参照例为图16，与图8对应的参照例为图17。图16是说明在功率放大器1100进行峰值动作的情况下同样的阻抗的史密斯圆图。图17是说明在功率放大器1100进行回退动作的情况下同样的阻抗的史密斯圆图。图16的曲线S3以及图17的曲线S4是频率从500MHz变化至20GHz的情况下的轨迹。
在图16以及图17的史密斯圆图中，也示出了轨迹与图7以及图8的史密斯圆图同样地变化的情况。
根据图4至图8以及图13至图17，示出了功率放大器100进行与作为多赫蒂放大器而发挥功能的功率放大器1100同样的动作的情况。因而，功率放大器100作为多赫蒂放大器而发挥功能。
在图9中示出了在功率放大器100中将横轴表示为输入信号的功率相对于峰值功率的分贝值，即，回退值(backoffvalue)的情况下的效率。示出了如下情况，即，若回退量超过3dB，则功率放大器100进行峰值动作，由此作为维持高效率的多赫蒂放大器而发挥功能。
图10是示出混合耦合器105的变形例的图。混合耦合器105A在传输线路1051与传输线路1052之间具有电介质部1001。电介质部1001例如是相对介电常数高的层状的电介质。由此，混合耦合器105A具有MIM(Metal-Insulator-Metal，金属-绝缘体-金属)构造，因此能够缩短用于在传输线路1051与传输线路1052之间实现给定电容的传输线路1051以及传输线路1052的长度。
对第2实施方式进行说明。在第2实施方式以后，省略关于与第1实施方式共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。特别是，关于基于同样的结构的同样的作用效果，将不在每个实施方式中逐次提及。在图18中示出第2实施方式涉及的功率放大器1800的电路图。
功率放大器1800与功率放大器100的不同点在于，在初级放大器101与载波放大器103以及峰值放大器104之间具有分配器1801。
分配器1801具备电容器1802、1803、1804、1805、电阻元件1806以及电感器1807、1808。
电容器1802的一端与初级放大器101的输出连接，另一端与电阻元件1806的一端连接。电容器1803的一端与初级放大器101的输出连接，另一端与电阻元件1806的另一端连接。电阻元件1806设置在电容器1802与电容器1803之间。
电容器1804的一端与电容器1802的另一端连接，另一端与载波放大器103的输入连接。电感器1807的一端连接在电容器1804与电容器1802的另一端之间，另一端与接地连接。电容器1804和电感器1807作为相位器而发挥功能。
电容器1805的一端与电容器1803的另一端连接，另一端与接地连接。电感器1808的一端与电容器1805的一端连接，另一端与峰值放大器104的输入连接。电容器1805和电感器1808作为相位器而发挥功能。
分配器1801将来自初级放大器101的信号RF1分配为信号RF2和信号RF3。
电容器1805以及电感器1808使信号RF3的相位变化，使得正负的方向变得与由电容器1804以及电感器1807引起的信号RF2的相位的变化量对称。
分配器1801的各电路元件的参数设为信号RF3的相位相对于信号RF2的相位滞后-2θ度那样的值，其中，采用的θ是作为由电容器1804以及电感器1807引起的信号RF2的相位的变化而用数学式(11)示出的。另外，设2θ在90度以上且不足180度的范围变化。
Figure BDA0002822846970000111
对功率放大器1800的阻抗进行说明。用于说明功率放大器1800的阻抗的模型与图3相同。因而，与功率放大器100中的说明同样地，从电流源301的输出侧观察到的阻抗ZC以及从电流源302的输出侧观察到的阻抗ZP可通过数学式(6)以及数学式(7)来表示。
在此，当存在由数学式(11)表示的相位滞后的情况下，若将iC以及iP的振幅分别设为IC以及IP，则iC、iP可通过数学式(12)来表示。
Figure BDA0002822846970000112
因而，根据数学式(12)、数学式(6)以及数学式(7)，阻抗最终可通过数学式(13)以及数学式(14)来表示。
Figure BDA0002822846970000113
Figure BDA0002822846970000114
在图19至图23中示出θ＝60度，即，信号RF3相对于信号RF2滞后120度的情况下的基于仿真的结果。参照图24至图28对图19至图23进行说明。
图19至图23的结果是如下情况下的结果，即，与图11的功率放大器1100同样地，在图18所示的功率放大器1800中对输出进行合成时，不是使用混合耦合器105，而是使用移相器1101、移相器1103以及合成部1105。另外，移相器1101、移相器1103的参数是与相位滞后为90度的情况不同的值。
图19是示出功率放大器1800中的损耗的曲线图。曲线L5是载波放大器103的输出的插入损耗。示出了如下情况，即，随着频率变高，损耗由于传输线路1051的电感而增加。关于数值，例如在曲线L5的频率3.75GHz处插入损耗为-4.090dB。曲线L6是峰值放大器104的输出的插入损耗。示出了如下情况，即，随着频率变高，传输线路1051与传输线路1052间的电容表现得像导线那样，损耗下降。关于数值，例如在频率3.70GHz处插入损耗为-3.42。
与图19对应的参照例为图24中的示出损耗的曲线图。曲线L7是载波放大器103的输出的插入损耗。曲线L8是峰值放大器104的输出的插入损耗。
图20是示出在功率放大器1800中从自峰值放大器104起通过混合耦合器105而输出的信号的相位减去了自载波放大器103起通过混合耦合器105而输出的信号的相位所得到的相位差的曲线图。
在图20的曲线图中，在频率为2GHz至6GHz的范围中，相位差为大致120度。即，混合耦合器105作为对具有120度的相位差的信号进行合成的耦合器而发挥功能。示出了如下情况，即，从峰值放大器104输出的信号RF5相对于从载波放大器103输出的信号RF4，相位滞后大约120度，因此相位差成为大约120度，由此信号成为大致相同的相位而从混合耦合器105输出。
与图20对应的参照例为图25所示的不使用混合耦合器105的情况下的功率放大器中同样地算出的相位差的曲线图。在图25中，相位差也为大致120度，输出也成为大致相同的相位。
图21是示出在功率放大器1800中输入到传输线路1051的信号RF4的隔离度的曲线图。即，是示出信号RF4向传输线路1052漏出的程度的曲线图。在图21中，在频率3.75GHz处隔离度为-7.910dB。
与图21对应的参照例为图26中的隔离度的曲线图。在图21中，隔离度也与图26同样地变化。
图22是说明在功率放大器1800进行峰值动作的情况下从载波放大器103观察输出侧时的阻抗的史密斯圆图。图23是说明在功率放大器1800进行回退动作的情况下从载波放大器103观察输出侧时的阻抗的史密斯圆图。图22的曲线S5以及图23的曲线S6是频率从500MHz变化至20GHz的情况下的轨迹。
与图22对应的参照例为图27，与图23对应的参照例为图28。图27是说明进行峰值动作的情况下的阻抗的史密斯圆图。图28是说明进行回退动作的情况下的阻抗的史密斯圆图。图27的曲线S7以及图28的曲线S8是频率从500MHz变化至20GHz的情况下的轨迹。
在图27以及图28的史密斯圆图中，也示出轨迹与图22以及图23的史密斯圆图同样地变化。
根据图19至图23以及图24至图28，示出了功率放大器1800进行与作为多赫蒂放大器而发挥功能的功率放大器同样的动作的情况。因而，功率放大器1800作为多赫蒂放大器而发挥功能。
在图29中示出了如下情况下的效率，即，在功率放大器1800中，对于将θ设为多个值的情况，将横轴表示为输入信号的功率相对于峰值功率的分贝值，即，回退值。曲线E2是2θ＝90度的情况，曲线E3是2θ＝109度的情况，曲线E4是2θ＝120度的情况。示出了如下情况，即，功率放大器1800通过在回退量为3dB以上的情况下进行峰值动作，从而即使在峰值对平均功率比(PAPR)大的情况下也能够确保回退量，能够作为维持高效率的多赫蒂放大器而发挥功能。
以上，对本发明的例示性的实施方式进行了说明。在功率放大器100中，具备：3dB耦合器102，将信号RFl分配为信号RF2和比信号RF2滞后大约90度的信号RF3；载波放大器103，在信号RF1的功率电平为第1电平以上的区域中，将信号RF2放大并输出信号RF4；峰值放大器104，在信号RF1的功率电平为比第1电平高的第2电平以上的区域中，将信号RF3放大并输出信号RF5；以及混合耦合器105，具有传输线路1051以及传输线路1052，在传输线路1051的一个端子输入信号RF4，在传输线路1052的一个端子输入信号RF5，传输线路1052的另一个端子被开路，从传输线路1051的另一个端子输出信号RF4和信号RF5被合成后的信号RF1的放大信号。
由此，功率放大器100作为如下的功率放大器而发挥功能，即，根据放大的信号的功率电平，在对峰值放大器104的导通状态进行切换的同时高效率地进行信号RF1的放大。此外，功率放大器100通过混合耦合器105进行功率的合成，因此与设置电感器元件的多赫蒂放大器相比较，能够降低寄生成分的影响。
此外，在功率放大器100中，混合耦合器105在传输线路1051与传输线路1052之间具有电介质部1001。
由此，与不存在电介质部1001而存在自由空间的情况相比，能够增大线路间的电容值。若将传输线路1051和传输线路1052作为一个电容元件考虑，则能够减小为了实现某个电容值而需要的、传输线路彼此面对的面的面积。若将传输线路的厚度设为固定，则能够缩短传输线路的长度，因此变得能够将混合耦合器105小型化。
此外，混合耦合器105也可以配置在与载波放大器103以及峰值放大器104相同的基板。由此，能够在降低对电路元件进行连接的布线中的寄生成分的影响的同时使电路更加小型化。
第2实施方式涉及的功率放大器1800具备：分配器1801，将信号RF1分配为信号RF2和相位比信号RF2滞后的信号RF3；载波放大器103，在信号RF的功率电平为第1电平以上的区域中，将信号RF2放大并输出信号RF4；峰值放大器104，在信号RF1的功率电平为比第1电平高的第2电平以上的区域中，将信号RF3放大并输出信号RF5；以及混合耦合器105，具有传输线路1051以及传输线路1052，在传输线路1051的一个端子输入信号RF4，在传输线路1052的一个端子输入信号RF5，传输线路1052的另一个端子被开路，从传输线路1051的另一个端子输出信号RF4和信号RF5被合成后的信号RFl的放大信号。
由此，能够使用分配器1801适当地设定信号RF3的相位的滞后。若使相位的滞后大于大约90度，则回退量变成3dB以上。因而，功率放大器1800能够作为如下的功率放大器而发挥功能，即，在降低由寄生成分引起的影响的同时，对高PAPR的信号也高效率地进行信号RFl的放大。
此外，在功率放大器1800中，信号RF3也可以设为相位比信号RF滞后大约120度的信号。由此，回退量变成6dB，功率放大器1800对高PAPR的信号也能够高效率地进行信号RF1的放大。
另外，以上说明的各实施方式用于使本发明容易理解，并非用于对本发明进行限定解释。本发明能够在不脱离其主旨的情况下进行变更/改良，并且本发明还包含其等价物。即，本领域技术人员对各实施方式适当施加设计变更而得到的方式，只要具备本发明的特征，就也包含于本发明的范围。例如，各实施方式具备的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等并不限定于例示的内容，能够适当地进行变更。此外，各实施方式是例示，能够进行在不同的实施方式中示出的结构的部分置换或组合，这是不言而喻的，它们只要包含本发明的特征，就也包含于本发明的范围。

Claims (7)

1.一种功率放大器，具备：
分配器，将第1信号分配为第2信号和比所述第2信号滞后大约90度的第3信号；
第1放大器，在所述第1信号的功率电平为第1电平以上的区域中，将所述第2信号放大并输出第4信号；
第2放大器，在所述第1信号的功率电平为第2电平以上的区域中，将所述第3信号放大并输出第5信号，其中，所述第2电平比所述第1电平高；以及
混合耦合器，具有第1传输线路以及第2传输线路，
在所述第1传输线路的一个端子输入所述第4信号，在所述第2传输线路的一个端子输入所述第5信号，所述第2传输线路的另一个端子被开路，从所述第1传输线路的另一个端子输出所述第4信号和所述第5信号被合成后的所述第1信号的放大信号。
2.根据权利要求1所述的功率放大器，其中，
所述混合耦合器在所述第1传输线路与所述第2传输线路之间具有电介质部。
3.根据权利要求1或2所述的功率放大器，其中，
所述混合耦合器配置在与所述第1放大器以及所述第2放大器相同的基板。
4.一种功率放大器，具备：
分配器，将第1信号分配为第2信号和比所述第2信号滞后90度以上且不足180度的范围的第3信号；
第1放大器，在所述第1信号的功率电平为第1电平以上的区域中，将所述第2信号放大并输出第4信号；
第2放大器，在所述第1信号的功率电平为第2电平以上的区域中，将所述第3信号放大并输出第5信号，其中，所述第2电平比所述第1电平高；以及
混合耦合器，具有第1传输线路以及第2传输线路，
在所述第1传输线路的一个端子输入所述第4信号，在所述第2传输线路的一个端子输入所述第5信号，所述第2传输线路的另一个端子被开路，从所述第1传输线路的另一个端子输出所述第4信号和所述第5信号被合成后的所述第1信号的放大信号。
5.根据权利要求4所述的功率放大器，其中，
所述第3信号是比所述第2信号滞后大约120度的信号。
6.根据权利要求4或5所述的功率放大器，其中，
所述混合耦合器在所述第1传输线路与所述第2传输线路之间具有电介质部。
7.根据权利要求4至6中的任一项所述的功率放大器，其中，
所述混合耦合器配置在与所述第1放大器以及所述第2放大器相同的基板。
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