CN112952804B - 基于两电平差分式直接ac/ac变换的斩波可控阻抗器 - Google Patents

基于两电平差分式直接ac/ac变换的斩波可控阻抗器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，它由斩波可控电容器和电抗器构成。斩波可控电容和电抗器串并联组合，构成了两种类型的CCI。一是由斩波可控电容和电抗器串联构成的串联型斩波可控阻抗器，二是由斩波可控电容和电抗器并联构成的并联型斩波可控阻抗器。通过采用载波移相PWM或者输入电压极性判断的PWM调制策略，实现斩波可控阻抗器基频等效阻抗在感性模式和容性模式的连续变化。

Description

基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器
技术领域
本发明属于柔性电网络技术领域，具体涉及基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器。
背景技术
配电系统中的“源-网-荷”架构下，电网容量增长与“源”“荷”增速的不匹配是其面临的重要问题。通过电力电子装备对配电支路阻抗参数进行柔性改造，可挖掘配电支路的供电能力、解决潮流双向问题、提高配电网弹性。现阶段，系统中用于调节支路阻抗的设备多为传统晶闸管控制阻抗型补偿器，其典型代表有晶闸管投切电容器、晶闸管控制电抗器及晶阐管控制串联电容器等。
晶闸管投切电容器通过控制晶闸管实现电容器的分组投切，使其等效为断续可调的电容器。与机械投切电容器相比，具有响应速度快(约0.01～0.02s)、合闸涌流小、无电弧重燃等优点。但其控制策略复杂，需具有相位检测环节，以保证晶闸管开通时，电容器残压与电网电压幅值和相位相同，避免合闸涌流。晶闸管控制电抗器由电抗器和反并联晶阐管串联构成，通过调制晶闸管触发角来控制其对外等效电抗，使其成为连续可控的电抗器。晶闸管控制电抗器具有响应速度快、控制灵活等优点。但晶闸管投切电容器仅工作于容性模式，晶闸管控制电抗器仅工作于感性模式，存在运行范围单一的问题。
晶阐管控制串联电容器由电容器和晶闸管控制电抗器并联构成，通过改变晶闸管触发角可实现感性模式和容性模式的连续变化，其性能明显优于晶闸管投切电容器和晶闸管控制电抗器。晶阐管控制串联电容器通常工作于感性微调和容性微调运行状态，存在控制策略复杂、响应速度慢等问题，难以满足未来电网快速、连续、柔性调节的需求。
发明内容
本发明的目的是提供基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，能够对交流电网中的支路阻抗参数快速、连续及柔性调节或网络中无功动态的补偿。
本发明所采用的技术方案是，基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，由斩波可控电容器和电抗器串联或并联构成，采用PWM调制策略。
本发明的特点还在于：
斩波可控电容器包括绝缘栅双极晶体管S1、绝缘栅双极晶体管S2、绝缘栅双极晶体管S3、绝缘栅双极晶体管S4、电容Csc、中性线电容Cm、电容Cn、电容Cp，绝缘栅双极晶体管S1的发射极与绝缘栅双极晶体管S2的集电极相连，绝缘栅双极晶体管S2的发射极与绝缘栅双极晶体管S3的发射极相连，绝缘栅双极晶体管S3的集电极与绝缘栅双极晶体管S4的发射极相连，绝缘栅双极晶体管S1的发射极与绝缘栅双极晶体管S3集电极之间连接电抗器，绝缘栅双极晶体管S1的集电极连接电容Cp的首端，绝缘栅双极晶体管S4的集电极连接电容Cn的末端，电容Cp的末端串联电容Cn的首端，电容Cp和电容Cn的交点连接中性线电容Cm一端，绝缘栅双极晶体管S2和绝缘栅双极晶体管S3的交点连接中性线电容Cm另一端，电容Cp与电容Cn串联后并联电容Csc。
电抗器包括连接绝缘栅双极晶体管S1的发射极的电感Ls一端，电感Ls另一端与绝缘栅双极晶体管S3集电极分别连接端口电压Vsc两极。
斩波可控电容器和电抗器串联后形成串联型斩波可控阻抗器，采用PWM调制策略中，串联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗为Xout＝XLs-D2Xcin，其中，XLs表示电抗器Ls在基波情况下的电抗值，D为信号调制比，Xcin为斩波可控电容部分内部容抗值。
基频等效阻抗从感性模式到容性模式连续变化；
当
Figure BDA0002938286420000031
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈感性；
当
Figure BDA0002938286420000032
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈容性；
当D取
Figure BDA0002938286420000033
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗为零。
电抗器包括绝缘栅双极晶体管S1的发射极与绝缘栅双极晶体管S3集电极之间连接电感Lp，电感Lp两端分别连接端口电压Vsc两极。
斩波可控电容器和电抗器并联后形成并联型斩波可控阻抗器，采用PWM调制策略中，并联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗为基频等效阻抗为
Figure BDA0002938286420000034
其中，XLp表示电抗器Lp在基波情况下的电抗值，D为信号调制比，Xcin为斩波可控电容部分内部容抗值，Xout表示CCI对外基频等效阻抗值。
基频等效阻抗从感性模式到容性模式连续变化；
当
Figure BDA0002938286420000035
时，并联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈容性；
当
Figure BDA0002938286420000036
时，并联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈感性；
当D取
Figure BDA0002938286420000037
时，斩波可控电容和电抗器并联联谐振，并联型斩波可控阻抗器对外开路。
本发明的有益效果是：
本发明基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，由斩波可控电容器和电抗器串联或并联构成，采用PWM调制策略，实现斩波可控阻抗器基频等效阻抗在感性模式和容性模式的连续变化，控制策略简单、无换流问题、可靠性高，适用于对配电支路阻抗参数快速、连续及柔性调节或网络中无功动态的补偿。
附图说明
图1是基于两电平差分式直接AC/AC变换斩波可控电容器拓扑结构图；
图2是串联型斩波可控阻抗器结构示意图；
图3(a)是载波移相PWM调制电路；
图3(b)是载波移相PWM调制原理图；
图4(a)是并联型斩波可控阻抗器结构示意图；
图4(b)是输入电压极性PWM调制电路；
图4(c)是基于交流电压过零比较的PWM调制原理图；
图5(a)是载波PWM调制策略下串联型斩波可控阻抗器在模态A下等效电路图；
图5(b)是载波PWM调制策略下串联型斩波可控阻抗器在模态B下等效电路图；
图5(c)是载波PWM调制策略下串联型斩波可控阻抗器在模态C下等效电路图；
图5(d)是载波PWM调制策略下串联型斩波可控阻抗器在模态D下等效电路图；
图6(a)是载波PWM调制策略下并联型斩波可控阻抗器在模态A下等效电路图；
图6(b)是载波PWM调制策略下并联型斩波可控阻抗器在模态B下等效电路图；
图6(c)是载波PWM调制策略下并联型斩波可控阻抗器在模态C下等效电路图；
图6(d)是载波PWM调制策略下并联型斩波可控阻抗器在模态D下等效电路图；
图7(a)是串联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗特性图；
图7(b)是并联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗特性图；
图8是斩波可控阻抗器系统接线图；
图9(a)是D＝0.2时，斩波可控阻抗器采用实施例1连接方式时的仿真波形图；
图9(b)是D＝0.2时，斩波可控阻抗器采用实施例2连接方式时的仿真波形图；
图10(a)是D＝0.8时，斩波可控阻抗器采用实施例1连接方式时的仿真波形图；
图10(b)是D＝0.8时，斩波可控阻抗器采用实施例2连接方式时的仿真波形图；
图11(a)是斩波可控阻抗器采用实施例1连接方式时的基频等效阻抗仿真结果图；
图11(b)是斩波可控阻抗器采用实施例2连接方式时的基频等效阻抗仿真结果图。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，由斩波可控电容器和电抗器串联或并联构成，采用PWM调制策略。如图1所示，斩波可控电容器包括绝缘栅双极晶体管S1、绝缘栅双极晶体管S2、绝缘栅双极晶体管S3、绝缘栅双极晶体管S4、电容Csc、中性线电容Cm、电容Cn、电容Cp，绝缘栅双极晶体管S1的发射极与绝缘栅双极晶体管S2的集电极相连，绝缘栅双极晶体管S2的发射极与绝缘栅双极晶体管S3的发射极相连，绝缘栅双极晶体管S3的集电极与绝缘栅双极晶体管S4的发射极相连，绝缘栅双极晶体管S1的发射极与绝缘栅双极晶体管S3集电极之间连接电抗器，绝缘栅双极晶体管S1的集电极连接电容Cp的首端，绝缘栅双极晶体管S4的集电极连接电容Cn的末端，电容Cp的末端串联电容Cn的首端，电容Cp和电容Cn的交点连接中性线电容Cm一端，绝缘栅双极晶体管S2和绝缘栅双极晶体管S3的交点连接中性线电容Cm另一端，电容Cp与电容Cn串联后并联电容Csc。电抗器包括连接绝缘栅双极晶体管S1的发射极的电感Ls一端，电感Ls另一端与绝缘栅双极晶体管S3集电极分别连接端口电压Vsc两极，电容Cp、Cn和中性线电容Cm在斩波可控电容的结构中构成能量释放通路，消除旁路电容中的直流量。
实施例1
斩波可控电容器和电抗器串联形成串联型斩波可控阻抗器，如图2所示，电抗器包括连接绝缘栅双极晶体管S1的发射极的电感Ls一端，电感Ls另一端与绝缘栅双极晶体管S3集电极分别连接端口电压Vsc两极。
调制方法为：采用PWM载波移相调制，串联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗为Xout＝XLs-D2Xcin，其中，XLs表示电抗器Ls在基波情况下的电抗值，D为信号调制比，Xcin为斩波可控电容部分内部容抗值。
基频等效阻抗从感性模式到容性模式连续变化；
当
Figure BDA0002938286420000071
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈感性；
当
Figure BDA0002938286420000072
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈容性；
当D取
Figure BDA0002938286420000073
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗为零。
采用如图3(a)所示的载波移相PWM调制电路，将斩波可控电容器中绝缘栅双极晶体管S1和绝缘栅双极晶体管S2构成的桥臂作为TAC1，绝缘栅双极晶体管S3和绝缘栅双极晶体管S4构成的桥臂作为TAC2，绝缘栅双极晶体管信号采用同一调制比，如图3(b)所示，TAC2绝缘栅双极晶体管管的载波移相180°。绝缘栅双极晶体管S1和绝缘栅双极晶体管S2信号互补，绝缘栅双极晶体管S3和绝缘栅双极晶体管S4信号互补。当驱动信号为高电平时，对应的绝缘栅双极晶体管S1、S2、S3和S4开通，当驱动信号为0电平时，对应的绝缘栅双极晶体管S1、S2、S3和S4关断；三角载波Uc频率为10kHz，峰值0到1，TAC1和TAC2的三角载波移相180°。
实施例2
斩波可控电容器和电抗器并联后形成并联型斩波可控阻抗器，如图4(a)所示，电抗器包括绝缘栅双极晶体管S1的发射极与绝缘栅双极晶体管S3集电极之间连接电感Lp，电感Lp两端分别连接端口电压Vsc两极。
调制方法为：采用PWM调制策略中，并联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗为基频等效阻抗为
Figure BDA0002938286420000074
其中，XLp表示电抗器Lp在基波情况下的电抗值，D为信号调制比，Xcin为斩波可控电容部分内部容抗值，Xout表示CCI对外基频等效阻抗值。
基频等效阻抗从感性模式到容性模式连续变化；
当
Figure BDA0002938286420000081
时，并联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈容性；
当
Figure BDA0002938286420000082
时，并联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈感性；
当D取
Figure BDA0002938286420000083
时，斩波可控电容和电抗器并联联谐振，并联型斩波可控阻抗器对外开路。
采用如图4(b)所示的输入电压极性PWM调制电路进行PWM调制，如图4(c)所示，单相系统交流电源输入电压Vin与0电位经比较电路产生50Hz的方波信号，输出方波信号I中的一路信号经过取反，另一路信号不变；调制波D与三角载波Uc经比较电路产生方波信号II，同样输出方波信号II中的一路信号经过取反，另一路信号不变；方波信号I和方波信号II做逻辑或运算产生PWM驱动信号，当驱动信号为高电平时，对应的绝缘栅双极晶体管S1、S2、S3和S4开通，当驱动信号为0电平时，对应的绝缘栅双极晶体管S1、S2、S3和S4关断；三角载波Uc频率为10kHz，峰值0到1，TAC1和TAC2采用相同的三角载波。
实施例1与实施例2的调制方法，得到相同的端口特性，本发明针对实施例1载波移相PWM调制策略进行数学建模。其中，多个绝缘栅双极晶体管信号汇总情况如表1所示。其中模态A～D为绝缘栅双极晶体管正常工作模态，区间a～d为斩波可控电容器工作在死区时间。以斩波可控电容器端口电压为正半波，端口电流流入情况下分析斩波可控电容器的工作模态。
表1
Figure BDA0002938286420000084
Figure BDA0002938286420000091
图5(a)、图5(b)、图5(c)、图5(d)是载波PWM调制策略下串联型斩波可控阻抗器的工作示意图。
模态A：绝缘栅双极晶体管S1、S3同时关断，绝缘栅双极晶体管S2、S4同时导通，此时S-CCI等效电路图如图5(a)所示，中性线电容Cm和旁路电容Cn经绝缘栅双极晶体管S2和S4与电感Ls构成通路。当电流流出端口时，经绝缘栅双极晶体管S2和S4的体二极管构成通路。
模态B：绝缘栅双极晶体管S1、S4同时关断，绝缘栅双极晶体管S2、S3同时导通，此时S-CCI等效电路图如图5(b)所示，电容Csc、Cp和Cn构成独立逆时针回路，电感Ls经绝缘栅双极晶体管S2和绝缘栅双极晶体管S3的体二极管构成通路。当电流流出端口时，经绝缘栅双极晶体管S2的体二极管和绝缘栅双极晶体管S3构成通路。
模态C：绝缘栅双极晶体管S1、S3同时导通，绝缘栅双极晶体管S2、S4同时关断，此时S-CCI等效电路图如图5(c)所示，旁路电容Cp和中性线电容Cm经绝缘栅双极晶体管S1和S3的体二极管与电感Ls构成通路。当电流流出端口时，经绝缘栅双极晶体管S1和S3构成通路。
模态D：绝缘栅双极晶体管S1、S4同时导通，绝缘栅双极晶体管S2、S3同时关断，此时S-CCI等效电路图如图5(d)所示，电容Csc经绝缘栅双极晶体管S1的体二极管和绝缘栅双极晶体管S4与电感Ls构成通路。当电流流出端口时，经绝缘栅双极晶体管S1和S4的体二极管构成通路。
仅绝缘栅双极晶体管S2导通的区间a与模态B有相同的等效电路，如图5(b)所示；仅绝缘栅双极晶体管S3导通的区间b与模态C有相同的等效电路，如图5(c)所示；仅绝缘栅双极晶体管S4导通的区间c与模态D有相同的等效电路，如图5(d)所示；仅绝缘栅双极晶体管S1导通的区间d与模态C有相同的等效电路，如图5(c)所示。
对实施例2进行载波PWM调制策略下并联型斩波可控阻抗器的工作示意图如图6(a)、图6(b)、图6(c)、图6(d)所示，
模态A：绝缘栅双极晶体管S1、S3同时关断，绝缘栅双极晶体管S2、S4同时导通，此时P-CCI等效电路图如图6(a)所示，中性线电容Cm和旁路电容Cn经绝缘栅双极晶体管S2和S4构成通路，电感Lp与之并联。当电流流出端口时，经绝缘栅双极晶体管S2和S4的体二极管构成通路。模态B：绝缘栅双极晶体管S1、S4同时关断，绝缘栅双极晶体管S2、S3同时导通，此时P-CCI等效电路图如图6(b)所示，电容Csc、Cp和Cn构成独立逆时针回路，绝缘栅双极晶体管S2和绝缘栅双极晶体管S3的体二极管构成通路，并将电感Lp短路。当电流流出端口时，经绝缘栅双极晶体管S2的体二极管和绝缘栅双极晶体管S3构成通路。模态C：绝缘栅双极晶体管S1、S3同时导通，绝缘栅双极晶体管S2、S4同时关断，此时P-CCI等效电路图如图6(c)所示，旁路电容Cp和中性线电容Cm经绝缘栅双极晶体管S1和S3的体二极管构成通路，电感Lp与之并联。当电流流出端口时，经绝缘栅双极晶体管S1和S3构成通路。模态D：绝缘栅双极晶体管S1、S4同时导通，绝缘栅双极晶体管S2、S3同时关断，此时P-CCI等效电路图如图6(d)所示，电容Csc、Cp和Cn经绝缘栅双极晶体管S1的体二极管和绝缘栅双极晶体管S4构成通路，电感Lp与之并联。当电流流出端口时，经绝缘栅双极晶体管S1和S4的体二极管构成通路。
仅绝缘栅双极晶体管S2导通的区间a与模态B有相同的等效电路，如图6(b)所示；仅绝缘栅双极晶体管S3导通的区间b与模态C有相同的等效电路，如图6(c)所示；仅绝缘栅双极晶体管S4导通的区间c与模态D有相同的等效电路，如图6(d)所示；仅绝缘栅双极晶体管S1导通的区间d与模态C有相同的等效电路，如图6(c)所示。
当端口电压为负半波，电流流入端口时，斩波可控电容器流通路径与图5(a)-图5(d)和图6(a)-图6(d)相似，斩波可控电容器无论工作在哪种状态下，电流都存在流通回路。因此，本发明所提斩波可控电容器无需采用有损耗的RC缓冲回路或特殊的换流策略，就能解决换流问题，提高了系统的可靠性。
本发明对串联型斩波可控阻抗器的建模分析进行详细描述，分析调制比与端口特性的关系。
定义绝缘栅双极晶体管函数为：
Figure BDA0002938286420000111
Figure BDA0002938286420000112
在串联型斩波可控阻抗器的拓扑结构中，任何瞬间总有两个绝缘栅双极晶体管管导通，其绝缘栅双极晶体管模式共有22＝4种，由此列写状态方程，如公式(5)和公式(6)所示。
Figure BDA0002938286420000113
Ceq＝Csc+(Cp||Cn)       (4)
Figure BDA0002938286420000121
Figure BDA0002938286420000122
联立公式(1)～公式(6)可得：
Figure BDA0002938286420000123
调制比D实际上是一个绝缘栅双极晶体管周期上绝缘栅双极晶体管函数Sk的平均值。由图3的调制策略可知绝缘栅双极晶体管Sk1和Sk2的导通时间相同，故公式(7)可表示为：
Figure BDA0002938286420000124
对公式(8)进行频域分析可得；
Figure BDA0002938286420000125
对公式(8)进行频域分析可得；
Figure BDA0002938286420000131
由公式(9)可得斩波可控电容器基频等效阻抗频域表达式为公式(10)：
Figure BDA0002938286420000132
令
Figure BDA0002938286420000133
对公式(10)进行傅里叶反变换可得：
Xout＝XLs-D2Xcin        (12)
同理可得并联型斩波可控阻抗器的基频阻抗特性为：
Figure BDA0002938286420000134
XLs表示电抗器Ls在基波情况下的电抗值，XLp表示电抗器Lp在基波情况下的电抗值，D为信号调制比，Xcin为斩波可控电容部分内部容抗值，Xout表示斩波可控电容器对外基频等效阻抗值。由公式(12)和公式(13)可知，Xout与调制比D有关。
串联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗特性如图7(a)所示，可以从感性模式到容性模式连续变化。当
Figure BDA0002938286420000135
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈感性；当
Figure BDA0002938286420000136
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈容性；当D取
Figure BDA0002938286420000137
时，斩波可控电容和电抗器串联谐振，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗为零。并联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗特性如图7(b)所示，可在感性模式和容性模式连续变化。当
Figure BDA0002938286420000138
时，并联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈容性；当
Figure BDA0002938286420000141
时，并联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈感性；当D取
Figure BDA0002938286420000142
时，斩波可控电容和电抗器并联联谐振，并联型斩波可控阻抗器对外开路。
为了验证本发明的结论，搭建斩波可控电容器的系统模型，其电路图如图8所示，参数如表2所示：
表2系统参数
Figure BDA0002938286420000143
图9(a)是D＝0.2时，串联型斩波可控阻抗器的端口Vsc、Isc波形图，由此图可知：此时电压Vsc超前电流Isc 90°，Vsc有效值67.5V，Isc有效值13.1A。串联型斩波可控阻抗器对外呈现基频等效感性阻抗，大小4.9Ω。图9(b)是D＝0.2时，并联型斩波可控阻抗器的端口Vsc、Isc波形图，由此图可知：此时电压Vsc滞后电流Isc 90°，Vsc有效值39.0V，Isc有效值13.4A。并联型斩波可控阻抗器对外呈现基频等效容性阻抗，大小2.9Ω。
图10(a)是D＝0.8时，串联型斩波可控阻抗器的端口Vsc、Isc波形图，由此图可知：此时电压Vsc滞后电流Isc 90°，Vsc有效值130V，Isc有效值11.1A。串联型斩波可控阻抗器对外呈现基频等效容性阻抗，大小为11.7Ω。图10(b)是D＝0.8时，并联型斩波可控阻抗器的端口Vsc、Isc波形图，由此图可知：此时电压Vsc超前电流Isc 90°，Vsc有效值31.3V，Isc有效值5.78A。并联型斩波可控阻抗器对外呈现基频等效感性阻抗，大小5.3Ω。
斩波可控电容器基频等效阻抗理论值与仿真结果整理为图11(a)、图11(b)所示。其中实线表示为Xout-l，Xout-l是由公式(12)得到的理论基频等效阻抗；实线加圈为Xout-f，Xout-f由MATLAB仿真软件测量得到的基频等效阻抗。在图11(a)、图11(b)中，理论建模、仿真测量得到的两条线基本重合，故得出结论：斩波可控电容器可通过采用PWM调制来实现其基频等效阻抗在感性模式和容性模式连续变化。

Claims (6)

1.基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，其特征在于，由斩波可控电容器和电抗器串联或并联构成，采用PWM调制策略；
所述斩波可控电容器包括绝缘栅双极晶体管S1、绝缘栅双极晶体管S2、绝缘栅双极晶体管S3、绝缘栅双极晶体管S4、电容Csc、中性线电容Cm、电容Cn、电容Cp，所述绝缘栅双极晶体管S1的发射极与绝缘栅双极晶体管S2的集电极相连，所述绝缘栅双极晶体管S2的发射极与绝缘栅双极晶体管S3的发射极相连，所述绝缘栅双极晶体管S3的集电极与绝缘栅双极晶体管S4的发射极相连，所述绝缘栅双极晶体管S1的发射极与绝缘栅双极晶体管S3集电极之间连接电抗器，所述绝缘栅双极晶体管S1的集电极连接电容Cp的首端，所述绝缘栅双极晶体管S4的集电极连接电容Cn的末端，所述电容Cp的末端串联电容Cn的首端，所述电容Cp和电容Cn的交点连接中性线电容Cm一端，所述绝缘栅双极晶体管S2和绝缘栅双极晶体管S3的交点连接中性线电容Cm另一端，所述电容Cp与电容Cn串联后并联电容Csc；
所述电抗器包括连接绝缘栅双极晶体管S1的发射极的电感Ls一端，所述电感Ls另一端与绝缘栅双极晶体管S3集电极分别连接端口电压Vsc两极。
2.根据权利要求1所述基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，其特征在于，所述斩波可控电容器和电抗器串联后形成串联型斩波可控阻抗器，所述采用PWM调制策略中，串联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗为Xout＝XLs-D2Xcin，其中，XLs表示电抗器Ls在基波情况下的电抗值，D为信号调制比，Xcin为斩波可控电容部分内部容抗值。
3.根据权利要求2所述基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，其特征在于，所述基频等效阻抗从感性模式到容性模式连续变化；
当
Figure FDA0003982057100000021
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈感性；
当
Figure FDA0003982057100000022
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈容性；
当D取
Figure FDA0003982057100000023
时，串联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗为零。
4.根据权利要求1所述基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，其特征在于，所述电抗器包括绝缘栅双极晶体管S1的发射极与绝缘栅双极晶体管S3集电极之间连接电感Lp，所述电感Lp两端分别连接端口电压Vsc两极。
5.根据权利要求4所述基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，其特征在于，所述斩波可控电容器和电抗器并联后形成并联型斩波可控阻抗器，所述采用PWM调制策略中，并联型斩波可控阻抗器的基频等效阻抗为基频等效阻抗为
Figure FDA0003982057100000024
其中，XLp表示电抗器Lp在基波情况下的电抗值，D为信号调制比，Xcin为斩波可控电容部分内部容抗值，Xout表示CCI对外基频等效阻抗值。
6.根据权利要求5所述基于两电平差分式直接AC/AC变换的斩波可控阻抗器，其特征在于，所述基频等效阻抗从感性模式到容性模式连续变化；
当
Figure FDA0003982057100000025
时，并联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈容性；
当
Figure FDA0003982057100000026
时，并联型斩波可控阻抗器对外基频等效阻抗呈感性；
当D取
Figure FDA0003982057100000027
时，斩波可控电容和电抗器并联谐振，并联型斩波可控阻抗器对外开路。
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Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0251400A (ja) * 1988-08-12 1990-02-21 Hitachi Ltd 同期発電機用チヨツパ制御自動電圧調整器
CN201860110U (zh) * 2010-11-03 2011-06-08 武汉理工大学 基于绝缘栅双极晶体管的动态谐波滤波器
CN102570473A (zh) * 2010-12-15 2012-07-11 樊远征 交流斩波式静止无功补偿器
CN102857112A (zh) * 2011-06-30 2013-01-02 上海市电力公司 一种用于无功补偿装置的斩波器
CN103746622A (zh) * 2014-01-23 2014-04-23 东北大学 基于单管igbt的三级无刷发电机电源控制装置及方法
CN106100421A (zh) * 2016-07-04 2016-11-09 苏州迈力电器有限公司 一种具有高频斩波多电流信号隔离功能的纯正弦波逆变器
CN107070286A (zh) * 2017-03-09 2017-08-18 国家电网公司 用于超级电容器储能系统变流器的控制策略
CN107241069A (zh) * 2017-06-06 2017-10-10 绵阳市维博电子有限责任公司 一种串并联斩波型变压器耦合隔离放大器

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0251400A (ja) * 1988-08-12 1990-02-21 Hitachi Ltd 同期発電機用チヨツパ制御自動電圧調整器
CN201860110U (zh) * 2010-11-03 2011-06-08 武汉理工大学 基于绝缘栅双极晶体管的动态谐波滤波器
CN102570473A (zh) * 2010-12-15 2012-07-11 樊远征 交流斩波式静止无功补偿器
CN102857112A (zh) * 2011-06-30 2013-01-02 上海市电力公司 一种用于无功补偿装置的斩波器
CN103746622A (zh) * 2014-01-23 2014-04-23 东北大学 基于单管igbt的三级无刷发电机电源控制装置及方法
CN106100421A (zh) * 2016-07-04 2016-11-09 苏州迈力电器有限公司 一种具有高频斩波多电流信号隔离功能的纯正弦波逆变器
CN107070286A (zh) * 2017-03-09 2017-08-18 国家电网公司 用于超级电容器储能系统变流器的控制策略
CN107241069A (zh) * 2017-06-06 2017-10-10 绵阳市维博电子有限责任公司 一种串并联斩波型变压器耦合隔离放大器

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Power-Quality Improvement in ac Railway Substations;P. Ladoux等;《IEEE Elect r i f icat ion Magazine》;20140929;第6-15页 *
一种测量变压器接地电阻电流的电子式电流互感器;赵旭彤等;《电气技术》;20121020(第10期);第20-23页 *
直接式AC／AC 型混合配电变压器及其在配电环网潮流柔性调控中的应用;王艺博等;《电力自动化设备》;20210120;第41卷(第1期);第55-61页 *

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