CN112787730A - 基于联合波形设计的多普勒估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于联合波形设计的多普勒估计方法，包括：构造接收数据帧；利用FFT测频对所述接收数据帧的CW信号进行粗多普勒范围估计；根据所述接收数据帧的PN序列求解模糊函数进行精细多普勒范围估计；根据所述接收数据帧的chirp信号二次求解所述模糊函数和多普勒因子，并联合上一步骤中的精细多普勒范围估计得到最优精细多普勒，根据所述最优精细多普勒对所述接收数据帧进行补偿；通过科斯塔斯环对补偿后的接收数据帧进行载波跟踪，以正确解调出信息。该方法利用多个特殊波形对多普勒估计程度，联合使用，整体实现水下多普勒的精确估计，且复杂度不变，又能够提高多普勒估计精度。

Description

基于联合波形设计的多普勒估计方法

技术领域

本发明涉及水声通信技术领域，特别涉及一种基于联合波形设计的多普勒估计方法。

背景技术

水声通信是海洋环境中进行信息传输的重要途径，且随着海洋经济的进一步开发，人们对水声通信技术的要求越来越高。在空气中，因电磁波的传播速度接近光速，发射机与接收机间的相对速度远远小于电磁波的传播速度，故多普勒效应的影响不大，而且可以看作频率偏移。与陆地无线电通信相比，水声通信技术的发展严重滞后，其关键在于水声信道具有比无线电通信信道更严重的多径效应和多普勒效应、更有限的带宽以及更复杂的环境噪声等特性，水声通信系统是一个复杂的通信过程，声波在水下传播时，会受到传播损耗、多径与延迟、环境噪声和多普勒的影响，而且在不同区域和不同海水深度下，声波速度也会不同，因此水声信道是一个复杂多变的信道。其中的多普勒效应比无线电通信中的多普勒效应高出几个数量级，因为水中声传播速度(约1500m/s)远低于电磁波在空气中传播的速度，且水声通信属于宽带通信，所以不仅会导致发射信号频域的偏移，也会导致信号时域的压缩或扩展。

在实际海洋环境中，水声通信系统收发双方的相对运动通常是不可避免的，发送端和接收端之间一般都存在相对运动，从而造成了多普勒效应。在水声信道中，收发端的相对运动和较小的声波速度(相对于电磁波来说)，决定了在时间上的多普勒扩展量或多普勒压缩量不可忽略。这将产生严重的多普勒效应，而多普勒效应将影响水声通信系统中码元同步和载波追踪，从而降低了接收准则性能，以至于影响正常运作；多普勒效应也会影响非相干通信系统的码元同步和频率估计精度，从而误码率增加，使得接收性能下降。为了保证水下通信的准确性，减少误码率，需要采取一定的措施或方案来消除多普勒的影响。一般的方法是，先对通信系统建模后求解多普勒因子，再在接收端重采样进行多普勒补偿。因此，如何降低多普勒频移的影响是提高水声通信质量的关键。

在水声通信中关于多普勒频移因子估计与补偿技术，模糊度函数方法，通过并行相关器组对多普勒频移因子进行细估计。再利用锁相环来消除补偿之后剩余的多普勒频移。该方法的计算复杂度是由多普勒频移因子的范围和粗估计的分辨率决定，在高速相对运动下需要搜索的多普勒频移因子范围大。

针对多普勒效应易引起宽带通信中信号时域的压缩或扩展问题，基于块的多普勒估计算法，该方法具有帧结构简单、运算量低且易于实现的优点，但此方法有两个缺点制约着其在高速移动水声通信中的应用：1、由于此方法是在信号帧首尾添加线性调频(LinearFrequency Modulation，LFM)信号来估计信号帧长度，因此需要缓冲一个数据帧，不利于信息的实时传输；2、此方法的估计精度依赖于LFM信号的时间带宽积(BT)，而且随着BT的增大，LFM信号的多普勒容忍能力将降低，因此，在高速相对运动条件下无法精确估计多普勒频移因子。虽然在该方法之后提出的一些以上述两种方法为基础的改进方法但依然没有很好地处理相对运动较高情况下计算复杂度与估计精度的关系。

发明内容

本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。

为此，本发明的目的在于提出一种基于联合波形设计的多普勒估计方法，该方法复杂度不变，多普勒估计精度提高。

为达到上述目的，本发明实施例提出了基于联合波形设计的多普勒估计方法，包括以下步骤：步骤S1，构造接收数据帧；步骤S2，利用FFT测频对所述接收数据帧的CW信号进行粗多普勒范围估计；步骤S3，根据所述接收数据帧的PN序列求解模糊函数进行精细多普勒范围估计；步骤S4，根据所述接收数据帧的chirp信号二次求解所述模糊函数和多普勒因子，并联合所述步骤S3中的精细多普勒范围估计得到最优精细多普勒，根据所述最优精细多普勒对所述接收数据帧进行补偿；步骤S5，通过科斯塔斯环对补偿后的接收数据帧进行载波跟踪，以正确解调出信息。

本发明实施例的基于联合波形设计的多普勒估计方法，先使用CW信号进行粗多普勒估计，在不增加复杂度时，利用PN序列、chirp信号可以精细的进行多普勒估计，然后对补偿后的信号进行载波跟踪，实现载波频率的精准同步，难度适中，处理效果比使用单一多普勒估计性能好，提高水声通信的可靠性。

另外，根据本发明上述实施例的基于联合波形设计的多普勒估计方法还可以具有以下附加的技术特征：

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述接收数据帧依次包括PN序列、CW信号、第一chirp信号、信息信号和第二chirp信号。

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述步骤S2中，取所述接收数据帧前N＝[f_sT_c]点进行FFT测频，其中，f_s为发送数据帧的采样频率，T_c为发送数据帧的持续时间，获得幅度谱序列，并搜索其中最大幅值对应的点N₁，计算所对应的频率f_max，完成粗多普勒范围估计。

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述步骤S3中求解的模糊函数|χ(τ；f_d)|为：

其中，s(t)为原发送信号，|χ(τ；f_d)|为s(t)二维互相关函数的模的平方，s*(t-τ)为所述接收数据帧，t为时间，(τ,f_d)为感兴趣的目标位置，τ为时延，f_d为多普勒频移，j为虚数。

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述步骤S4中求解的模糊函数的步骤为：

定定义发送数据帧的模糊函数ξ_x(Δ,η)：

其中，x(t)为原发送数据帧，Δ为多普勒因子，η为时延，x为发送信号，t为时间；

定义所述发送数据帧与所述接收数据帧的互相关模糊度函数ξ_x,y(Δ,η)：

其中，Δ为多普勒因子，η为XXXX，t为XXXX，y(t)为所述接收数据帧；

假设η为0，搜索所述互相关模糊度函数ξ_x,y(Δ,η)的最大值估计出所述多普勒因子。

进一步地，在本发明的一个实施例中，所述步骤S5进一步包括：将所述补偿后的接收数据帧分别供给相乘器和压控振荡器输出的正交信号，将两者相乘后以消除调制信号的影响，经环路滤波器后得到仅与所述压控振荡器和理想载波之间相位差的控制电压，从而对所述压控振荡器进行调整，即正确解调出信息。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1是本发明一个实施例的基于联合波形设计的多普勒估计方法的流程图；

图2是本发明一个实施例的发送数据帧的结构示意图；

图3是本发明一个实施例的匹配滤波多普勒估计的结构示意图；

图4是本发明一个实施例的科斯塔斯环工作原理流程图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

下面参照附图描述根据本发明实施例提出的基于联合波形设计的多普勒估计方法。

图1是本发明一个实施例的基于联合波形设计的多普勒估计方法的流程图。

如图1所示，该基于联合波形设计的多普勒估计方法包括以下步骤：

首先，假设本发明实施例在水声多径信道中，所有路径具有相同的多普勒频移因子以及在帧持续时间内多普勒频移因子维持不变的情况下。

在步骤S1中，构造接收数据帧。

进一步地，接收数据帧依次包括PN序列(周期性二进制序列)、CW信号(单频矩阵脉冲信号)、第一chirp信号(线性调频信号)、信息信号和第二chirp信号。

具体地，在水声通信系统的发送端发射原信号(即发送数据帧)，在接收端得到接收数据帧。其中，图2为发送数据帧，该发送数据帧的结构与接收数据帧一样，但因发送端和接收端之间发生了多普勒效应，所以发送数据帧和接收数据帧的内部信息存在差别。

在步骤S2中，利用FFT测频对接收数据帧的CW信号进行粗多普勒范围估计。

也就是说，对已知CW信号进行FFT(fast Fourier transform，快速傅立叶变换)，得到的是sinc函数的离散采样，而sinc函数的顶点所对应的频率为CW信号的频率。具体地，

假设发送数据帧中单频CW信号的频率为f₀，持续时间为T_c，采样频率为f_s。当发送数据帧经过多普勒效应影响后，且接收端在确保同步的情况下，取接收数据帧前N＝[f_sT_c]点进行FFT测频，获得幅度谱序列，并搜索其中最大幅值对应的点N₁，计算所对应的频率f_max，完成粗多普勒范围估计。

在步骤S3中，根据接收数据帧的PN序列求解模糊函数进行精细多普勒范围估计。

在步骤S4中，根据接收数据帧的chirp信号二次求解模糊函数和多普勒因子，并联合步骤S3中的精细多普勒范围估计得到最优精细多普勒，根据最优精细多普勒对接收数据帧进行补偿。

可以理解为，通过求PN序列的模糊函数进一步估计多普勒，CW信号已经估计出多普勒范围，缩小多普勒范围，减小复杂度，再求chirp信号模糊函数与相关峰细化模糊函数中频率分辨率，可以精细估计出多普勒，进而对接收数据帧进行补偿。

另外，在接收数据帧头部加上正反扫频的两个chirp信号，接收端通过两个相关器获取相关峰值位置就可以求得多普勒因子和时间偏移量从而实现多普勒估计和时间同步。

具体地，设s(t)为原发送信号，则模糊函数定义为其二维互相关函数的模的平方|χ(τ；f_d)|，具体表达式为：

式中，s(t)为原发送信号，|χ(τ；f_d)|为s(t)二维互相关函数的模的平方，s*(t-τ)为接收数据帧，t为时间，(τ,f_d)为感兴趣的目标位置，τ为多普勒频移，f_d为时延，j为虚数。该式中的感兴趣的目标位于(τ,f_d)处，模糊图的中心也在这个点。

进一步的，用E来表示信号s(t)的能量

需要说明的是，模糊函数的特性为：

(1)模糊函数的最大值在(τ,f_d)点处，其值为4E²，即：

max{|χ(τ；f_d)|²}＝|χ(0；0)|²＝(2E)² (3)

|χ(τ；f_d)|²≤|χ(0；0)|² (4)

(2)模糊函数是对称的，即

|χ(τ；f_d)|²≤|χ(-τ；-f_d)|² (5)

(3)模糊函数下的总体积是一个定值，即

∫∫|χ(τ；f_d)|²dτdf_d＝(2E)² (6)

进一步地，模糊函数法也是时域多普勒因子估计方法。模糊函数法的原理如下：

设发送数据帧为x(t)，x(t)是一个宽带连续平稳信号，多普勒因子为△，则该发送数据帧的模糊函数定义为：

接收数据帧为y(t)，则发送数据帧和接收数据帧的互相关模糊度函数定义为：

为了估计出y(t)中的多普勒因子Δ，假设η为0，然后搜索互模糊度函数的最大值，即：

对接收数据帧采样后得到：

Chirp信号中的双曲调频(HFM)信号在多普勒频移后，其匹配滤波结果对多普勒的估计程度优于LFM信号，因此选取双曲调频信号进行多普勒估计。匹配滤波器是滤波器输出端的信号瞬时功率与噪声平均功率的比值最大的线性滤波器。其滤波器的传递函数形式是信号频谱的共轭。因此匹配滤波器对信号做两种处理：

(1)滤波器的相频特性与信号相频特性共轭，使得输出信号所有频率分量都在输出端同相叠加而形成峰值。

(2)按照信号的幅频特性对输入波形进行加权，以便最有效地接收信号能量而抑制干扰的输出功率。即当信号与噪声同时进入滤波器时，它使信号成分在某一瞬间出现尖峰值，而噪声成分受到抑制。

进一步地，匹配滤波器的作用可以分为两点：(1)提高信噪比。本领域技术人员可知任何电子系统均利用匹配滤波或近似匹配滤波，以提高信噪比；(2)对于大时间带宽积信号，匹配滤波等效于脉冲压缩。因此可以提高雷达或声纳的距离分辨率和距离测量精度。在扩频通信中，可以实现解扩。

匹配滤波器就是使其输出信噪比达到最大时的传递函数为H(f)，时域冲激响应为h(t)。滤波器的输入为发送信号s(t)与噪声信号n(t)的叠加，即

x(t)＝s(t)+n(t) (11)

其中，s(t)表示确知的发射信号，n(t)表示功率谱密度为P_n(f)＝n₀/2的零均值平稳加性高斯白噪声。则滤波器的输出可以表示为：

y(t)＝[s(t)+n(t)]*h(t) (12)

在t＝T时刻输出的信号抽样值为，S(f)与H(f)分别为s(t)与h(t)的傅里叶变换，

滤波器输出噪声的平均功率为：

经过一系列推导得出t＝T时刻的输出信噪比为：

使式(15)达到最大值时的H(f)即为所求最佳滤波器的传递函数。通过许瓦尔兹(Schwartz)不等式可求得：

其中，k表示常数，*表示复共轭，将P_n(f)＝n₀/2代入上式，得

H(f)＝KS^*(f)e^-j2πfT (17)

式中K＝2k/n₀为一非零常数。由式(17)可以得出，匹配滤波器的频域传递函数与输入信号频谱的复共轭成正比。若输入信号s(t)为实信号，则其时域冲激响应可表示为：

由式(18)可知匹配滤波器的冲激响应是由输入信号进行镜像平移得到的。

首尾添加了chirp信号的数据帧通过存在多普勒效应的信道后，接收数据帧受到多普勒效应的影响，时域会发生压缩或者拓展，从而导致信号长度发生变化，此时在接收端测量接收数据帧的长度然后通过和发送端的发送数据帧长度作对比，就可以估计出多普勒因子，匹配滤波多普勒估计结构如图3，进而根据多普勒因子对接收数据帧进行补偿。

在步骤S5中，通过科斯塔斯环对补偿后的接收数据帧进行载波跟踪，以正确解调出信息。

也就是说，如图4所示，对多普勒估计补偿以后的接收数据帧进行载波跟踪，科斯塔斯环又称同相正交环法，它仍然利用锁相环提取载波，但是不需要对接收信号做平方运算就能得到载频输出。误差信号是由两路相乘及低通滤波器提供的。压控振荡器输出信号直接供给一路相乘器，另一路则是压控振荡器输出的正交信号。两者相乘后以消除调制信号的影响，经环路滤波器后得到仅与压控振荡器和理想载波之间相位差有关的控制电压，从而准确地对压控振荡器进行调整。

a点的压控震荡电压为：v_a＝cos(ω_ct+Δφ)

b点的压控震荡电压为：v_b＝sin(ω_ct+Δφ)

c点的电压：

d点的电压：

e点的电压：

f点的电压：

g点的电压：

将m(t)＝±1代入上式，并考虑到当很小时，sinΔφ≈Δφ，则

电压v_g通过环路滤波器，控制压控振荡器的振荡频率。这个电压控制压控振荡器的输出电压相位，使尽可能地小。当时，v_g＝0。压控振荡器的输出电压v_a就是科斯塔斯环提取出的载波。

电压v_e近似等于解调输出电压m(t)。科斯塔斯环本身就同时兼有提取相干载波和相干解调的功能。

根据本发明实施例提出的基于联合波形设计的多普勒估计方法，先使用CW信号进行粗多普勒估计，在不增加复杂度时，利用PN序列、chirp信号可以精细的进行多普勒估计，然后对补偿后的信号进行载波跟踪，实现载波频率的精准同步，难度适中，处理效果比使用单一多普勒估计性能好，提高水声通信的可靠性。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。

尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (6)

1.一种基于联合波形设计的多普勒估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤S1，构造接收数据帧；

步骤S2，利用FFT测频对所述接收数据帧的CW信号进行粗多普勒范围估计；

步骤S3，根据所述接收数据帧的PN序列求解模糊函数进行精细多普勒范围估计；

步骤S4，根据所述接收数据帧的chirp信号二次求解所述模糊函数和多普勒因子，并联合所述步骤S3中的精细多普勒范围估计得到最优精细多普勒，根据所述最优精细多普勒对所述接收数据帧进行补偿；

步骤S5，通过科斯塔斯环对补偿后的接收数据帧进行载波跟踪，以正确解调出信息。

2.根据权利要求1所述的基于联合波形设计的多普勒估计方法，其特征在于，所述接收数据帧依次包括PN序列、CW信号、第一chirp信号、信息信号和第二chirp信号。

3.根据权利要求1所述的基于联合波形设计的多普勒估计方法，其特征在于，所述步骤S2中，取所述接收数据帧前N＝[f_sT_c]点进行FFT测频，其中，f_s为发送数据帧的采样频率，T_c为发送数据帧的持续时间，获得幅度谱序列，并搜索其中最大幅值对应的点N₁，计算所对应的频率f_max，完成粗多普勒范围估计。

4.根据权利要求1所述的基于联合波形设计的多普勒估计方法，其特征在于，所述步骤S3中求解的模糊函数|χ(τ；f_d)|为：

其中，s(t)为原发送信号，|χ(τ；f_d)|为s(t)二维互相关函数的模的平方，s*(t-τ)为所述接收数据帧，t为时间，(τ,f_d)为感兴趣的目标位置，τ为时延，f_d为多普勒频移，j为虚数。

5.根据权利要求1所述的基于联合波形设计的多普勒估计方法，其特征在于，所述步骤S4中求解的模糊函数的步骤为：

定义发送数据帧的模糊函数ξ_x(Δ,η)：

其中，x(t)为发送数据帧，Δ为多普勒因子，η为时延，x为发送洗脑，t为时间；

定义所述发送数据帧与所述接收数据帧的互相关模糊度函数ξ_x,y(Δ,η)：

其中，Δ为多普勒因子，η为时延，t为时间，y(t)为所述接收数据帧；

假设η为0，搜索所述互相关模糊度函数ξ_x,y(Δ,η)的最大值估计出所述多普勒因子。

6.根据权利要求1所述的基于联合波形设计的多普勒估计方法，其特征在于，所述步骤S5进一步包括：

将所述补偿后的接收数据帧分别供给相乘器和压控振荡器输出的正交信号，将两者相乘后以消除调制信号的影响，经环路滤波器后得到仅与所述压控振荡器和理想载波之间相位差的控制电压，从而对所述压控振荡器进行调整，即正确解调出信息。

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