CN105450380A - 基于FFT载频估计和Costas环的非协作通信载波同步系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于FFT载频估计和Costas环的非协作通信载波同步系统，该系统包含两部分，即前端的FFT载频估计模块和后端的Costas环载波同步模块。其工作原理：输入信号同时作用在两个模块上，FFT载频估计模块先对输入信号进行载频估计，直到其将估计出的载波频率传输到Costas环时，Costas环的使能端才变为有效，并以载波频率的估计值为初始振荡频率，传输到Costas环载波同步模块中的数字频率控制振荡器(NCO)，控制数字频率控制振荡器(NCO)的振荡频率，对输入信号进行高精度的载波同步；当完成对输入信号的捕获后，数字频率控制振荡器将输出精确的载波提取信号。利用本发明缩短捕获时间和间接拓宽捕获带宽，从而完成非协作通信中未知信号的载波同步。

Description

基于FFT载频估计和Costas环的非协作通信载波同步系统

技术领域

本发明涉及本发明属于数字通信技术领域，特别是涉及一种通信载波同步系统。

背景技术

在通信系统中，同步是一个非常重要的问题，同步电路是接收机不可缺少的重要组成部分，是进行正常通信的必要保证。在整个同步系统中，并没有包含有用信息的传输，但是只有在接收端和发送端之间建立了同步以后，双方才能开始正常的信息传输，即接收端可以正常的接收到发送端发送的信息，从而达到通信的目的，所以同步是进行信息传输的前提。同步系统性能的好坏将直接影响着通信系统的性能，如果在双方通信之前没有达到所要求的同步性能，将会严重影响通信质量，甚至无法正常的通信。因此要实现高质量的信息传输，必须要求同步系统具有很高的可靠性，即能够长时间的保持稳定状态。在同步系统中，载波同步通常处于接收端数字信号处理系统的前端，要进行解调恢复原始信号，接收机必须通过载波同步得到相干载波才能能够解调，从而使得接收方得到原始信号，实现成功通信的目的。

载波同步又称为载波恢复，即在接收端设备中产生一个和接收信号的载波同频同相的本地振荡信号，对接收到的信号进行相干解调，从而得到原始的信号。当接收信号中包含离散的载频分量时，在接收端可以让接收信号直接通过窄带滤波器分离出信号载波作为本地相干载波。若接收信号中没有离散载波信号分量，例如DPSK信号和抑制载波的双边带调幅信号，则接收端设备需要对信号进行非线性变换，间接的从信号中提取载波。无论什么情况，只要采用相干解调方式，在接收设备中都需要有载波同步电路，以提取相干解调所需要的相干载波。相干载波必须与接收信号的载波严格的同频同相，否则会降低解调性能，从而降低通信系统的通信质量。

当然，在接收端对接收到的信号进行解调时，也可以不提取相干载波信号，即采用非相干解调，这种方法在一定的程度上可以降低系统设计的复杂性。由无线通信原理可知，不论对于那种调制方式，在相同的外部条件干扰下，相干解调的方式都具有比非相干解调方式更好的误码性能和抗噪声性能。因此为了使得设计出的通信系统具有优良的通信性能，工程上多采用相干解调的方式，来实现接收机的解调功能。

在相干解调中，载波同步的实现方法通常分为直接提取法和插入导频法两种。但是工程上为了有效利用频率资源，并尽可能的使发射的无线电波中携带有用信息，发射端通常不会发射专门用于同步的载频信息，因此抑制载波同步技术的应用更为广泛。而在抑制载波同步技术中，工程上主要利用Costas环来实现载波同步，这是因为Costas环在提取抑制载波信号的同时，同相支路即是相干解调输出信号，相对于其他方法，Costas环法具有更高的实现效率(可以简化接收端解调电路的设计)。

但是，当初始频偏比较大时，Costa环的捕获时间较长。当初始频差超出一定范围时，Costas环甚至不能实现载波同步。在非协作通信中，载波同步系统的捕获带宽必须很宽，这是因为非协作通信中接收方并不知道发送方载波的任何信息，载波同步必须具有很宽捕获带，才能实现载波的提取。

发明内容

为了克服上述现有技术存在的捕获时间长和捕获带宽窄的问题，本发明提出了一种基于FFT载频估计和Costas环的非协作通信载波同步系统，在Costas锁相环路的前端增加一级频率估计功能电路，将Costas环路的初始频偏限定在一个较小的范围内，这样就可以缩短捕获时间和间接拓宽捕获带宽，从而完成非协作通信中未知信号的载波同步。

1.本发明提出了一种一种基于FFT载频估计和Costas环的非协作通信载波同步系统，其特征在于，该系统包含两部分，即前端的FFT载频估计模块和后端的Costas环载波同步模块。其工作原理：输入信号同时作用在两个模块上，FFT载频估计模块先对输入信号进行载频估计，直到其将估计出的载波频率传输到Costas环时，Costas环的使能端才变为有效，并以载波频率的估计值为初始振荡频率，传输到Costas环载波同步模块中的数字频率控制振荡器(NCO)，控制数字频率控制振荡器(NCO)的振荡频率，对输入信号进行高精度的载波同步；当完成对输入信号的捕获后，数字频率控制振荡器将输出精确的载波提取信号；其中：

所述FFT载频估计模块的结构依照信号处理顺序包括输入信号、平方部件、FFT变换模块、求模模块和比较模块：输入信号为频谱中不含的载频分量的DPSK信号，平方部件直接由ISE提供的乘法IP核产生并且采用双输入，即DPSK信号同时由乘法器核的两端输入完成平方运算；FFT变换模块直接由ISE提供的FFT核产生，输出频谱采样点的序号；求模模块对输出的虚数求其模长，即把实部与虚部平方后相加；比较模块求出模长最大的点；

所述Costas环载波同步模块的结构依照信号处理顺序包括输入信号、乘法器、低通滤波器、环路滤波器和数字控制振荡器：输入信号经同相支路与正交支路分别乘以同相和正交载波，乘法器主要参数有系统时钟频率、输入数据的位数和输出数据的位数；再分别通过低通滤波器，低通滤波器直接由ISE提供的FIR核产生，输出的两个信号相乘，得到误差信号u_d(t)，误差信号u_d(t)经环路滤波器输出控制压控振荡器的控制电压u_c(t)，数字控制振荡器的FPGA实现，直接由ISE软件提供的DDS核产生；根据所述Costas环载波同步模块的结构进行顶层模块的VHDL程序编写，顶层模块主要完成各个模块的例化、连接和乘法器的设计。

与现有技术中相比，本发明将Costas环和FFT载频估计二者相结合，使得当Costas环在进行载波同步时初始频差很小，甚至为零，大大缩短了捕获时间。通过本发明即可完成非协作通信中未知信号的载波获取。

附图说明

图1为本发明的基于FFT载频估计和Costas环的非协作通信载波同步系统结构图；

图2为基于FFT载频估计的FPGA实现结构示意图；

图3为Costas环结构示意图；

图4为符号判决法实现乘法运算的结构示意图；

图5为载波频率6MHz，信噪比100dB时，频差函数及载波信号相位的比较图；

图6为载波频率6MHz，信噪比20dB时，频差函数及载波信号相位的比较图；

图7为载波频率6MHz，信噪比6dB时，频差函数及载波信号相位的比较图；

图8为载波频率6.02MHz，信噪比20dB时，频差函数及载波信号相位的比较图。

具体实施方式

以下结合附图及具体实施方式，进一步详述本发明的技术方案。

如图1所示，本发明的基于FFT载频估计和Costas环的非协作通信载波同步系统整体设计包含两部分，即前端的FFT载频估计模块和后端的Costas环载波同步模块。其工作原理：输入信号同时作用在两个模块上，FFT载频估计模块先对输入信号进行载频估计，直到其将估计出的载波频率传输到Costas环时，Costas环的使能端才变为有效，并以载波频率的估计值为初始振荡频率，对输入信号进行高精度的载波同步。

Costas环前端加入载频估计的理论依据是：对于模拟锁相环路，压控振荡器(VCO)的线性控制区域是有限的且固有振荡频率是确定的。因此在模拟锁相环的前端加入载频估计是无法改变锁相环的载波同步性能。但是对于数字锁相环路中的数字频率控制振荡器(NCO)来讲，由于其工作原理是在时钟信号的驱动下读取存储在ROM中的三角函数表，所以其控制特性始终是线性的。数字频率控制振荡器(NCO)的输出信号振荡频率与频率字位宽、系统时钟信号clk和频率字有关。当系统设计完成后，频率字位宽和系统时钟信号clk都是固定的。在这种情况下，输出信号振荡频率仅仅与频率字的大小有关，只要改变频率字，NCO输出的振荡频率就会随之改变。由上述分析可得，在数字锁相环的前端加入载频估计是可行的。其不仅可以缩短数字锁相环的捕获时间，还可以增加锁相环的捕获带宽。

采用FFT来实现信号的载频估计的理论依据是：FFT是离散傅里叶变换(DFT)的一种高效算法，使得DFT的运算大大的简化，当N较大时，其运算速度相比DFT有很大的提高，因此相对于DFT，FFT能更好的引用于工程设计中。由于目前的无线通信接收机大多采用中频数字化实现结构，本发明中用于仿真的输入信号为中心频率f₀＝70MHZ的DPSK信号，信号带宽为7.2MHz，基带信号带宽为3.6MHz，采用32MHz带通采样。

如图2所示，基于FFT来实现信号的载频估计，首先要保证输入的信号频谱中有明显的载频分量，以便能够通过简单的计算得出信号的载波频率。本发明涉及到的是DPSK信号。对于该信号，信号的频谱中不含载波谱线，因此无法直接对其进行基于FFT载频估计。然而，可以对DPSK信号进行平方变换，这样所得的信号中含有2倍载波频率分量，然后对其进行基于FFT载频估计和简单的数据变换，即可得到DPSK信号的载波频率。首先要对输入的信号平方，其次对信号进行512点的FFT变换，然后对输出的频谱信号进行求模运算，通过比较得出第1点到第256点中模长最大的点，即幅值最大的点，就可以求出2倍载频所对应的频率。该结构中：平方部件直接由ISE提供的乘法IP核产生并且采用双输入，即DPSK信号同时由乘法器核的两端输入完成平方运算。FFT变换直接由ISE提供的IP核产生，为了节约硬件资源，FFT核采用Radix-2BurstI/O结构模式，FFT核的时钟频率设置为32MHz，FFT算法的运算长度设置为512。FFT核输出的xk_index表示谱线所对应的频谱采样点的序号。而xk_re和xk_im分别为输出虚数的实部与虚部，xk_index与虚数是一一对应的，即当输出一个xk_index值，就输一个虚数。该虚数的模长表示对应频谱采样点的幅频特性。由于乘法器核输出的数据为16位，因此FFT核的输入数据为16位，时钟频率为32MHz。输出数据的位宽由FFT核确定，xk_idex为8位，xk_re和xk_im为26位。求模模块要实现的功能是对输出的虚数求其模长，即把实部与虚部平方后相加。比较模块要求出模长最大的点。由于二者实现简单，不单独编写VHDL文件，在顶层文件中完成二者的FPGA设计。

如图3所示，Costas环的FPGA实现分为两步，第一步对Costas环的每个组成部件进行设计；第二部根据其结构进行顶层文件的设计。输入信号经同相支路(下标为i)与正交支路(下标为q)分别乘以同相和正交载波，再分别通过低通滤波器，之后输出的两个信号相乘，得到误差信号u_d(t)，到此完成了Costas锁相环路的鉴相功能。最后误差信号u_d(t)经环路滤波器输出控制压控振荡器的控制电压u_c(t)。Costas环是由输入信号分别乘以同相和正交两路载波信号而得名。图中v_oq(t)即为Costas环所提取的输入信号载波，因此y_q(t)为相干解调输出的原始信号。乘法器1直接由ISE提供的IP核产生，乘法器核的主要参数有系统时钟频率、输入数据的位数和输出数据的位数。在本工程中没有对数字输入信号进行速率的变化，因此乘法器的系统时钟频率设置为32MHz，输入数据的位数和输出数据的位数分别为8位和15位。低通滤波器直接由ISE提供的FIR核产生。对于Costas环，同相支路即为相干解调信号的输出，因此其对应的相频特性在通带内必须具有严格的线性相位，而FIR滤波器正好满足此要求。乘法器2采用图2所示的符号判决法实现，这是由于Costas环的同相支路即为相干解调输出，DPSK信号解调后的数据可以近似为双极性方波信号(±1的方波信号)。该方法的逻辑结构简单，不单独设计，在顶层VHDL文件中完成设计。环路滤波器采用VHDL编程实现。数字控制振荡器NCO的FPGA实现，直接由ISE软件提供的DDS核产生。对于DDS核，频率字位宽、输出信号位宽以及DDS的系统时钟频率使其主要的参数。本工程设计中，频率字位宽为32比特，输出数据位宽为8比特。DDS系统的时钟频率选择为32MHz，即为数据采样频率。此外因为所在锁相环路为同相正交环，DDS的输出要选择Sin_and_Cosine。在完成Costas环的各个数字模块的设计以后，就可以进行顶层模块的VHDL程序编写，顶层模块主要完成各个模块的例化和乘法器2的设计。

Costas(同相正交环)环前端加入FFT载频估计模块的具体实现方法为：信号首先经过基于FFT载频估计模块进行载频的估计，然后输出的数据传输到Costas环载波同步模块中的数字频率控制振荡器(NCO)，控制其振荡频率，此时Costas环开始对信号进行载波同步，当其完成对输入信号的跟踪时，数字频率控制振荡器将输出精确的载波提取信号。

对于整体系统的设计而言，关键性问题在于如何把二者相连接。利用基于FFT载频估计输出的number值求载波频率的公式为

$f_c=\frac{number}{2\×512}{f}_s---\left(1\right)$

式中，f_s为采样频率。

对于NCO来说，要产生频率为f_c振荡信号(由载频估计模块得到的频率)对应频率字为：

$\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}=2^{B_{dds}}\×f_c/f_{clk}---\left(2\right)$

在本工程中f_clk＝f_s，NCO的频率字位宽为32比特，由公式(1)和(2)可得频率字 $\mathrm{\Δ}\mathrm{\θ}=number\×2^{(B_{dds}-10)}=number\×2^{22}.$

采用VHDL语言实现时，可以对number信号采用左移22位来实现上述乘法运算，即在基于FFT载频估计工程设计顶层文件中，加入对number进行左移22位的程序，并把得到的数据从输出端口传输到基于Costas环载波同步模块中，控制NCO的振荡频率。当基于FFT载频估计模块完成工作后，载波同步模块才开始提取信号载波，因此载波同步模块的复位信号rst应由载频估计模块输出，当载频估计模块计算出载波前，复位信号rst有效，即载波同步模块不工作；当载频估计模块计算出载波后，复位信号rst无效，即载波同步模块开始工作。

当输入信号分别为信噪比100dB、20dB和6dB的DPSK调制信号，其载波频率经过带通采样后为6MHz，利用MATLAB对仿真的结果进行具体的分析可得图5，图6，图7。由图系统总的载波同步时间主要用在FFT载频估计模块，Costas环的载波跟踪时间几乎为零(FFT模块估计出了准确的载波频率)。

当输入信号的信噪比为20dB，载波频率经过带通采样后为6.02MHz，利用MATLAB对仿真的结果进行具体的分析可得图8，此时FFT模块无法准确的估计出载波频率的值，但是大大的降低了Costas进行载波同步时的初始频差(本工程中最大为31.25KHz)，因此Costas进行载波跟踪时间很小。系统总的载波同步时间主要用在FFT载频估计模块。

前端加入了FFT载频估计后，系统载波提取时间大部分用于载频估计模块计算载波频率，当得到载波频率的估计值后，使得NCO的自由振荡频率与载波频率的最大差值即为FFT载频估计的频率分辨率，大大的缩短了Costas环在进行载波同步时的初始频差和系统捕获时间，同时使其捕获带宽大大的扩宽。因此该系统可以用在非协作通信中对未知信号进行载波同步，尤其是在初始频差比较大的时候，本发明体现的优越性将更加明显。

本发明的最佳实施方式举例说明如下：

(1)首先对输入的DPSK信号进行平方(平方后的信号频谱中含有二倍载频分量)，其次对信号进行512点的FFT变换，然后对输出的频谱信号进行求模运算，通过比较得出第1点到第256点中模长最大的点，即幅值最大的点。

(2)对模长最大点对应的二进制序号左移22位，得到载波频率估计值对应的32位频率字，用其控制Costas环的NCO模块，使其初始振荡频率与载波频率估计值相同。

(3)载频估计模块输出的控制信号有效，使得Costas环开始对输入信号进行跟踪。

(4)Costas环经过一段时间后进入锁定状态，此时其同相支路输出即为载波信号。

Claims (1)

1.一种基于FFT载频估计和Costas环的非协作通信载波同步系统，其特征在于，该系统包含两部分，即前端的FFT载频估计模块和后端的Costas环载波同步模块。其工作原理：输入信号同时作用在两个模块上，FFT载频估计模块先对输入信号进行载频估计，直到其将估计出的载波频率传输到Costas环时，Costas环的使能端才变为有效，并以载波频率的估计值为初始振荡频率，传输到Costas环载波同步模块中的数字频率控制振荡器(NCO)，控制数字频率控制振荡器(NCO)的振荡频率，对输入信号进行高精度的载波同步；当完成对输入信号的捕获后，数字频率控制振荡器将输出精确的载波提取信号；其中：

所述FFT载频估计模块的结构依照信号处理顺序包括输入信号、平方部件、FFT变换模块、求模模块和比较模块：输入信号为频谱中不含的载频分量的DPSK信号，平方部件直接由ISE提供的乘法IP核产生并且采用双输入，即DPSK信号同时由乘法器核的两端输入完成平方运算；FFT变换模块直接由ISE提供的FFT核产生，输出频谱采样点的序号；求模模块对输出的虚数求其模长，即把实部与虚部平方后相加；比较模块求出模长最大的点；

所述Costas环载波同步模块的结构依照信号处理顺序包括输入信号、乘法器、低通滤波器、环路滤波器和数字控制振荡器：输入信号经同相支路与正交支路分别乘以同相和正交载波，乘法器参数有系统时钟频率、输入数据的位数和输出数据的位数；再分别通过低通滤波器，低通滤波器直接由ISE提供的FIR核产生，输出的两个信号相乘，得到误差信号u_d(t)，误差信号u_d(t)经环路滤波器输出控制压控振荡器的控制电压u_c(t)，数字控制振荡器的FPGA实现，直接由ISE软件提供的DDS核产生；根据所述Costas环载波同步模块的结构进行顶层模块的VHDL程序编写，顶层模块主要完成各个模块的例化、连接和乘法器的设计。