CN112737322A - 一种Boost变换器及其控制方法、开关电源 - Google Patents
一种Boost变换器及其控制方法、开关电源 Download PDFInfo
- Publication number
- CN112737322A CN112737322A CN202011547691.9A CN202011547691A CN112737322A CN 112737322 A CN112737322 A CN 112737322A CN 202011547691 A CN202011547691 A CN 202011547691A CN 112737322 A CN112737322 A CN 112737322A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- fractional order
- module
- boost converter
- impedance
- order
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 35
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 80
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 25
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 14
- 239000000126 substance Substances 0.000 claims 5
- 238000005094 computer simulation Methods 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 9
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 6
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000011160 research Methods 0.000 description 5
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 3
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000000739 chaotic effect Effects 0.000 description 1
- 239000003989 dielectric material Substances 0.000 description 1
- 230000002500 effect on skin Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
本发明公开了一种Boost变换器及其控制方法、开关电源，该Boost变换器包括：Boost变换器本体；所述Boost变换器本体，包括：电感和电容；其中，在所述Boost变换器本体中，所述电感采用分数阶电感，所述电容采用分数阶电容；所述Boost变换器本体的控制器，采用分数阶PID控制器。该方案，通过采用分数阶系统建模，以提升Boost变换器的可靠性和稳定性。
Description
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，具体涉及一种Boost变换器及其控制方法、以及具有该Boost变换器的开关电源，尤其涉及一种基于分数阶PID控制的全分数阶化系统的Boost变换器、该Boost变换器的控制方法、以及具有该Boost变换器的开关电源。
背景技术
相关研究中，多是针对整数阶系统的研究，针对分数阶系统的研究较少。其中，整数阶系统的模型为整数阶模型，分数阶系统的模型为分数阶模型。但现实中确实存在分数阶电容和分数阶电感。Westerlund等通过实验测定出不同电介质下分数阶电容的阶数；Jesus等已制造出具有0.59和0.42阶的分数阶电容；Macha-do等指出基于趋肤效应可制造出任意阶次(即阶数)的电感元件，由分数阶元件可构成分数阶系统；王发强等使用阻容分抗电路设计出分数阶模拟电容，用于分数阶Lorenz、Chen、Liu和四翼等混沌系统的电路实现，进一步证实电路系统的分数阶特性。分数阶LC串并联电路(即电感和电容串并联电路)、LCL型电路(即电感、电容和电感型电路)和滤波电路均已有系统的理论研究。因此有必要对分数阶系统及控制进行深入的研究。
由于Boost变换器(即升压变换器)具有时变及非线性特性，容易导致各种非线性现象的发生，对Boost变换器的可靠性和稳定性等产生影响，因此需要对变换器进行精确的研究和分析。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种Boost变换器及其控制方法、开关电源，以解决Boost变换器的时变及非线性特性，影响了Boost变换器的可靠性和稳定性的问题，达到通过采用分数阶系统建模，以提升Boost变换器的可靠性和稳定性的效果。
本发明提供一种Boost变换器，包括：Boost变换器本体；所述Boost变换器本体，包括：电感和电容；其中，在所述Boost变换器本体中，所述电感采用分数阶电感，所述电容采用分数阶电容；所述Boost变换器本体的控制器，采用分数阶PID控制器。
在一些实施方式中，所述Boost变换器本体，还包括：二极管和开关管；其中，在所述Boost变换器本体中，输入电源的正极，经所述分数阶电感后连接至所述二极管的阳极，所述二极管的阴极经所述分数阶电容后连接至所述输入电源的负极；所述开关管的基极，连接至所述分数阶PID控制器；所述开关管的集电极，连接至所述二极管的阳极；所述开关管的发射极，连接至所述输入电源的负极。
在一些实施方式中，所述分数阶电感的阻抗ZL α＝Lαsα，所述分数阶电容的阻抗ZC β＝1/(Cβsβ)；其中，L为所述分数阶电感的电感值；α为所述分数阶电感的阶数，且0<α<1；C为所述分数阶电容的电容值，β为所述分数阶电容的阶数，且0<β<1；s为分数阶微分算子。
在一些实施方式中，所述分数阶电感，包括：n个分数阶电感单元，n为正整数；每个所述分数阶电感单元，包括：电阻模块和电感模块，所述电感模块和所述电感模块并联设置；其中，在n≥2的情况下，n个所述分数阶电感单元串联设置。
在一些实施方式中，在所述分数阶电容的阶数小于1的情况下，所述分数阶电容，包括：n个分数阶电容单元，n为正整数；每个所述分数阶电容单元，包括：电阻模块和电容模块，所述电感模块和所述电容模块并联设置；其中，在n≥2的情况下，n个所述分数阶电容单元串联设置。
在一些实施方式中，在所述分数阶电容的阶数大于1的情况下，所述分数阶电容，包括：阻抗单元和运放单元；其中，所述阻抗单元，包括：第一阻抗模块、第二阻抗模块、第三阻抗模块、第四阻抗模块和第五阻抗模块；所述第一阻抗模块、所述第二阻抗模块、所述第三阻抗模块、所述第四阻抗模块和所述第五阻抗模块串联设置；所述运放单元，包括：第一运放模块和第二运放模块；所述第一运放模块的同相输入端，连接至所述第一阻抗模块的输入端；所述第一运放模块的反相输入端，连接至所述第二阻抗模块与所述第三阻抗模块的公共端；所述第一运放模块的输出端，连接至所述第三阻抗模块与所述第四阻抗模块的公共端；所述第二运放模块的同相输入端，连接至所述第四阻抗模块与所述第五阻抗模块的公共端；所述第二运放模块的反相输入端，连接至所述第二阻抗模块与所述第三阻抗模块的公共端；所述第二运放模块的输出端，连接至所述第一阻抗模块与所述第二阻抗模块的公共端。
在一些实施方式中，在所述第一阻抗模块至所述第五阻抗模块中，所述第一阻抗模块，包括：阶数为α的电容阻抗模块；所述第三阻抗模块，包括：阶数为β的电容阻抗模块；0<α<1，0<β<1，且α+β>1；所述第二阻抗模块、所述第四阻抗模块和所述第五阻抗模块，均包括：电阻阻抗模块。
在一些实施方式中，在所述分数阶电容的阶数大于1的情况下，阶数为α的电容阻抗模块和阶数为β的电容阻抗模块，分别为：阶数小于1时的所述分数阶电容。
在一些实施方式中，所述分数阶PID控制器，包括：电压外环控制单元、电流内环控制单元和PWM调制单元；其中，所述电压外环控制单元，被配置为基于所述Boost变换器本体的输出电压与所述参考电压的差值进行PID处理，得到参考电流；所述电流内环控制单元，被配置为基于所述Boost变换器本体的电感电流与所述参考电流的差值进行PID处理，得到占空比；所述PWM调制单元，被配置为基于所述占空比，输出PWM信号，以控制所述开关管。
在一些实施方式中，所述电压外环控制单元，包括：第一比较模块和第一分数阶PID模块；所述电流内环控制单元，包括：第二比较模块和第二分数阶PID模块；其中，所述第一比较模块的同相输入端，能够输入设定的参考电压；所述第一比较模块的反相输入端，能够输入所述Boost变换器本体的输出电压；所述二极管的阴极处的电压，为所述Boost变换器本体的输出电压；所述第一比较模块的输出端，能够将所述Boost变换器本体的输出电压与所述参考电压的差值，输出至所述第一分数阶PID模块；所述第一分数阶PID模块，对所述Boost变换器本体的输出电压与所述参考电压的差值进行PID处理后，得到参考电流；所述第二比较模块的同相输入端，能够输入设定的参考电流；所述第二比较模块的反相输入端，能够输入所述Boost变换器本体的电感电流；所述二极管的阳极处的电流，为所述Boost变换器本体的电感电流；所述第二比较模块的输出端，能够将所述Boost变换器本体的电感电流与所述参考电流的差值，输出至所述第二分数阶PID模块；所述第二分数阶PID模块，对所述Boost变换器本体的电感电流与所述参考电流的差值进行PID处理后，得到占空比。
与上述装置相匹配，本发明再一方面提供一种开关电源，包括：以上所述的Boost变换器。
与上述开关电源相匹配，本发明再一方面提供一种Boost变换器的控制方法，包括：确定所述Boost变换器本体的输出电压与设定的参考电压是否相等；若所述Boost变换器本体的输出电压与设定的参考电压相等，则控制所述Boost变换器本体中的开关管的占空比维持当前值；若所述Boost变换器本体的输出电压与设定的参考电压不相等，则对所述Boost变换器本体中的开关管的占空比进行调节，以对所述Boost变换器本体的输出电压进行跟随控制。
由此，本发明的方案，通过采用分数阶模型设置分数阶电容、分数阶电感和分数阶PID控制器，并在Boost变换器中采用分数阶电容、分数阶电感和分数阶PID控制器，从而，通过采用分数阶系统建模，以提升Boost变换器的可靠性和稳定性。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明的Boost变换器的一实施例的结构示意图；
图2为分数阶Boost变换器的一实施例的结构示意图；
图3为分数阶电感的等效电路的一实施例的结构示意图；
图4为分数阶的阶次(即阶数)小于1的分数阶电容的逼近电路的一实施例的结构示意图；
图5为分数阶大于1的分数阶电容的逼近电路的一实施例的结构示意图；
图6为分数阶Boost变换器系统的控制系统的一实施例的控制流程示意图；
图7为本发明的控制方法的一实施例的流程示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明具体实施例及相应的附图对本发明技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
根据本发明的实施例，提供了一种Boost变换器(如分数阶Boost变换器)。参见图1所示本发明的装置的一实施例的结构示意图。该Boost变换器可以包括：Boost变换器本体。所述Boost变换器本体，包括：电感(如电感L)和电容(如电容C)。
其中，在所述Boost变换器本体中，所述电感采用分数阶电感，所述电容采用分数阶电容。具体地，分数阶Boost变换器中，电感L采用分数阶电感Lα，电容C采用分数阶电容Cβ。
所述Boost变换器本体的控制器，采用分数阶PID控制器。具体地，电感电流连续模式下的分数阶Boost变换器，采用分数阶PID控制器形成了电压电流双闭环的Boost变换器全分数阶化系统。
由此，针对电感元器件因损耗、饱和等原因表现为分数阶特性，采用分数阶系统建模，设置分数阶电感、分数阶电容；利用分数阶微积分理论对原系统进行建模，设置分数阶PID控制器，能够更加准确地描述Boost变换器的控制系统的行为；通过采用分数阶电感、分数阶电容和分数阶PID控制器，形成Boost变换器如分数阶Boost变换器，采用分数阶PID，解决了控制器精度问题，分数阶PID控制的全分数阶化系统具有良好的稳态和动态性能，有利于提升Boost变换器的可靠性和稳定性。
在一些实施方式中，所述Boost变换器本体，还包括：二极管(如二极管Di)和开关管(如开关管S)。
其中，在所述Boost变换器本体中，输入电源的正极，经所述分数阶电感后连接至所述二极管的阳极，所述二极管的阴极经所述分数阶电容后连接至所述输入电源的负极。
所述开关管的基极，连接至所述分数阶PID控制器。所述开关管的集电极，连接至所述二极管的阳极。所述开关管的发射极，连接至所述输入电源的负极。
例如：在图2所示的例子中，vin是输入电压，vo是输出电压，S是控制开关，Di是二极管，R是负载电阻。
在一些实施方式中，所述分数阶电感的阻抗ZL α＝Lαsα，所述分数阶电容的阻抗ZC β＝1/(Cβsβ)。
其中，L为所述分数阶电感的电感值。α为所述分数阶电感的阶数，且0<α<1。C为所述分数阶电容的电容值，β为所述分数阶电容的阶数，且0<β<1。s为分数阶微分算子。
例如：在如图2所示的分数阶Boost变换器中，含有分数阶电感Lα和分数阶电容Cβ，α和β分别是分数阶电感的阶数和分数阶电容的阶数，且0<α<1、0<β<1。分数阶电感Lα的阻抗表达式为ZL α＝Lαsα，分数阶电容Cβ的阻抗表达式为ZC β＝1/(Cβsβ)，s表示分数阶微分算子。
在一些实施方式中，所述分数阶电感，包括：n个分数阶电感单元，n为正整数。每个所述分数阶电感单元，包括：电阻模块和电感模块，所述电感模块和所述电感模块并联设置。
其中，在n≥2的情况下，n个所述分数阶电感单元串联设置。
具体地，采用Charef方法得出分数阶电感的等效电路，先由Charef方法得出分数阶电感逼近电路的阻抗函数Z(s)后，再使用福斯特I型RC综合方法，得出分数阶电感的等效电路。例如：分数阶电感的实现，由Charef方法可以得出分数阶电感的传递函数(即阻抗函数)，对其采用典型的链式结构(如福斯特I型)实现恒相元件综合，得出分数阶电感Lα的等效电路，如图3所示。
在一些实施方式中，在所述分数阶电容的阶数小于1的情况下，所述分数阶电容，包括：n个分数阶电容单元，n为正整数。每个所述分数阶电容单元，包括：电阻模块和电容模块，所述电感模块和所述电容模块并联设置。
其中，在n≥2的情况下，n个所述分数阶电容单元串联设置。
具体地，分数阶电容的实现，由Charef方法可以得出分数阶电容的传递函数(即阻抗函数)，对其采用典型的链式结构(如福斯特I型)实现恒相元件综合，得出分数阶的阶次(即阶数)小于1的分数阶电容的等效电路，如图4所示。
例如：如图4所示为分数阶的阶次(即阶数)小于1的分数阶电容的逼近电路。首先利用Charef方法可以得出分数阶电容的传递函数(即阻抗函数)，然后采用典型的链式结构(如福斯特I型)实现恒相元件综合，构造出分抗所对应的实际分数阶电容的电路结构。
在一些实施方式中，在所述分数阶电容的阶数大于1的情况下，所述分数阶电容，包括：阻抗单元和运放单元(即运算放大器单元)。
其中，所述阻抗单元，包括：第一阻抗模块(如阻抗Z1)、第二阻抗模块(如阻抗Z2)、第三阻抗模块(如阻抗Z3)、第四阻抗模块(如阻抗Z3)和第五阻抗模块(如阻抗ZL)。所述第一阻抗模块、所述第二阻抗模块、所述第三阻抗模块、所述第四阻抗模块和所述第五阻抗模块串联设置。所述第一阻抗模块远离所述第二阻抗模块的一端为输入端，所述第五阻抗模块远离所述第四阻抗模块的一端为接地端。
所述运放单元，包括：第一运放模块和第二运放模块。所述第一运放模块的同相输入端，连接至所述第一阻抗模块的输入端(即第一阻抗模块远离第二阻抗模块的一端)。所述第一运放模块的反相输入端，连接至所述第二阻抗模块与所述第三阻抗模块的公共端。所述第一运放模块的输出端，连接至所述第三阻抗模块与所述第四阻抗模块的公共端。
所述第二运放模块的同相输入端，连接至所述第四阻抗模块与所述第五阻抗模块的公共端。所述第二运放模块的反相输入端，连接至所述第二阻抗模块与所述第三阻抗模块的公共端。所述第二运放模块的输出端，连接至所述第一阻抗模块与所述第二阻抗模块的公共端。
具体地，将Charef方法和GIC电路相结合，设计出阶数大于1的分数阶模拟电容。例如：对于分数阶的阶次(即阶数)大于1的分数阶电容的特性难以直接用Charef方法实现，可采用GIC电路实现。如图5所示，采用GIC电路实现，它是由运算放大器组成的一种GIC电路，它既能模拟电容，也能模拟电感，电路所呈现的阻抗性质由阻抗Z1～阻抗Z4及阻抗ZL所选择的电容或电阻来决定。
在一些实施方式中，在所述第一阻抗模块至所述第五阻抗模块中，所述第一阻抗模块，包括：阶数为α的电容阻抗模块。所述第三阻抗模块，包括：阶数为β的电容阻抗模块。0<α<1，0<β<1，且α+β>1。
所述第二阻抗模块、所述第四阻抗模块和所述第五阻抗模块，均包括：电阻阻抗模块。
例如：图5中阻抗Z1和阻抗Z3分别为两个分数阶电容的阻抗，每个分数阶电容都用图4的结构实现，阻抗Z2、阻抗Z4、阻抗ZL分别为电阻r2、r3和rL。阻抗Z1是阶次(即阶数)为α(0<α<1)的电容C1的阻抗。阻抗Z3是阶次(即阶数)为β(0<β<1)的电容C3的阻抗，且α+β>1，阻抗Z2、阻抗Z4、阻抗ZL分别为电阻r2、r3和rL，图5中运算放大器是理想的。
在一些实施方式中，在所述分数阶电容的阶数大于1的情况下，阶数为α的电容阻抗模块和阶数为β的电容阻抗模块，分别为：阶数小于1时的所述分数阶电容。即，在所述分数阶电容的阶数大于1的情况下，阶数为α的电容阻抗模块(如图5中的阻抗Z1)，是阶数小于1时的所述分数阶电容(如图4所示的分数阶电容)；并且，在所述分数阶电容的阶数大于1的情况下，阶数为β的电容阻抗模块(如图5中的阻抗Z3)，是阶数小于1时的所述分数阶电容(如图4所示的分数阶电容)。
在一些实施方式中，所述分数阶PID控制器，包括：电压外环控制单元、电流内环控制单元和PWM调制单元。
其中，所述电压外环控制单元，被配置为基于所述Boost变换器本体的输出电压(如分数阶Boost电路输出电压vo)与所述参考电压的差值进行PID处理，得到参考电流(如参考电流iref)。
所述电流内环控制单元，被配置为基于所述Boost变换器本体的电感电流(如分数阶Boost电路的电感电流测量值iL)与所述参考电流的差值进行PID处理，得到占空比(如占空比d)。
所述PWM调制单元，被配置为基于所述占空比，输出PWM信号，以控制所述开关管。
具体地，当输出电压vo的测量值和参考电压vref的设定值相等时，则不调节开关器件的占空比。当输出电压vo的测量值大于参考电压vref的设定值时，则将开关器件的占空比调小，以使输出电压vo的测量值取向参考电压vref的设定值。当输出电压vo的测量值小于参考电压vref的设定值时，则将开关器件的占空比调大，以使输出电压vo的测量值取向参考电压vref的设定值。
由此，通过分数阶PID控制的电压外环，可实现零稳态误差，克服了振荡，提高系统的稳定性；分数阶PID控制的电流内环，可实现快速跟踪，具有良好的动态性能。且与整数阶PID控制相比，分数阶PID控制上升时间、超调量、调节时间(±2％稳态值)等性能指标都有所减小，可见对于呈现分数阶特性的实际系统引入分数阶控制比整数阶控制得到更好的动态效果。
在一些实施方式中，所述电压外环控制单元，包括：第一比较模块和第一分数阶PID模块。所述电流内环控制单元，包括：第二比较模块和第二分数阶PID模块。
其中，所述第一比较模块的同相输入端，能够输入设定的参考电压(如参考电压vref)。所述第一比较模块的反相输入端，能够输入所述Boost变换器本体的输出电压(如分数阶Boost电路输出电压vo)。所述二极管的阴极处的电压，为所述Boost变换器本体的输出电压。所述第一比较模块的输出端，能够将所述Boost变换器本体的输出电压与所述参考电压的差值，输出至所述第一分数阶PID模块。
所述第一分数阶PID模块，对所述Boost变换器本体的输出电压与所述参考电压的差值进行PID处理后，得到参考电流(如参考电流iref)。
所述第二比较模块的同相输入端，能够输入设定的参考电流(如参考电流iref)。所述第二比较模块的反相输入端，能够输入所述Boost变换器本体的电感电流(如分数阶Boost电路的电感电流测量值iL)。所述二极管的阳极处的电流，为所述Boost变换器本体的电感电流。所述第二比较模块的输出端，能够将所述Boost变换器本体的电感电流与所述参考电流的差值，输出至所述第二分数阶PID模块。
所述第二分数阶PID模块，对所述Boost变换器本体的电感电流与所述参考电流的差值进行PID处理后，得到占空比(如占空比d)。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用分数阶模型设置分数阶电容、分数阶电感和分数阶PID控制器，并在Boost变换器中采用分数阶电容、分数阶电感和分数阶PID控制器，从而，通过采用分数阶系统建模，以提升Boost变换器的可靠性和稳定性。
根据本发明的实施例，还提供了对应于Boost变换器的一种开关电源。该开关电源可以包括：以上所述的Boost变换器。
相关方案中，Boost变换器(如Boost开关变换器)的建模，多采用整数阶模型描述，实际上，电感电容等器件因损耗、饱和等原因表现为分数阶特性。相关方案中基于Boost变换器的控制方法，一般对线性控制相对来说还行，但是由于Boost变换器是一种非线性时变电路，相关方案中基于Boost变换器的控制方法的控制效果不是特别理想，因此需要研究一些非线性控制来获得更好的控制效果和更高的控制精度。
分数阶PID控制(即比例积分微分控制)是相关方案中PID控制广义化形式，积分项阶次(即阶数)λ以及微分项阶次(即阶数)μ，可以在[0,1]内任意取值，增加了可调参数的自由度，因此分数阶PID控制器使系统在快速性、稳定性以及鲁棒性方面具有良好的性能。
在一些实施方式中，本发明的方案，提供一种基于分数阶PID控制的全分数阶化系统，采用的是分数阶模型，实际存在的系统大多具有分数阶特性，利用分数阶微积分理论对原系统进行建模能够更加准确地描述系统行为。这样，针对电感元器件因损耗、饱和等原因表现为分数阶特性，可以采用分数阶系统建模。
本发明的方案，采用分数阶模型，使得分数阶系统采用分数阶模型比整数阶模型描述更准确，利用分数阶微积分理论对原系统进行建模能够更加准确地描述系统行为。
具体地，将Charef方法(即分抗元件逼近算法)和GIC(general impedanceconverter，广义阻抗变换器)电路相结合，设计出阶数大于1的分数阶模拟电容。采用Charef方法得出分数阶电感的等效电路。
本发明的方案，分数阶系统的控制采用分数阶PID，解决了控制器精度问题，分数阶PID控制的全分数阶化系统具有良好的稳态和动态性能。这样，控制方法采用分数阶PID控制器，用分数阶PID控制器代替整数阶PID控制器可以获得更好的系统性能。
在一些实施方式中，实际存在的系统大多具有分数阶特性，利用分数阶微积分理论对原系统进行建模能够更加准确地描述系统行为，并且用分数阶PID控制器代替整数阶PID控制器可以获得更好的系统性能。本发明的方案，主要研究了电感电流连续模式下的分数阶Boost变换器，采用分数阶PID控制器形成了电压电流双闭环的Boost变换器全分数阶化系统。
下面结合图2至图6所示的例子，对本发明的方案的具体实现过程进行示例性说明。
图2为分数阶Boost变换器的一实施例的结构示意图。在如图2所示的分数阶Boost变换器中，电感L采用分数阶电感Lα，电容C采用分数阶电容Cβ。而相关方案中，分数阶Boost变换器中，电感L采用整数阶电感，电容C采用整数阶电容。
在如图2所示的分数阶Boost变换器中，含有分数阶电感Lα和分数阶电容Cβ，α和β分别是分数阶电感的阶数和分数阶电容的阶数，且0<α<1、0<β<1。分数阶电感Lα的阻抗表达式为ZL α＝Lαsα，分数阶电容Cβ的阻抗表达式为ZC β＝1/(Cβsβ)，s表示分数阶微分算子。另外，在图2所示的例子中，vin是输入电压，vo是输出电压，S是控制开关，Di是二极管，R是负载电阻。
在图2所示的例子中，分数阶PID控制的电压外环，可实现零稳态误差，克服了振荡，提高系统的稳定性；分数阶PID控制的电流内环，可实现快速跟踪，具有良好的动态性能。且与整数阶PID控制相比，分数阶PID控制上升时间、超调量、调节时间(±2％稳态值)等性能指标都有所减小，可见对于呈现分数阶特性的实际系统引入分数阶控制比整数阶控制得到更好的动态效果。
在本发明的方案中，分数阶电感的实现，由Charef方法可以得出分数阶电感的传递函数(即阻抗函数)，对其采用典型的链式结构(如福斯特I型)实现恒相元件综合，得出分数阶电感Lα的等效电路，如图3所示。
图3为分数阶电感的等效电路的一实施例的结构示意图。如图3所示，分数阶电感的等效电路，包括：电阻模块和电感模块并联形成n个分数阶电感单元，n个分数阶电感单元再串联设置，n为正整数。例如：电阻模块如电阻R1和电感模块如电感L1并联形成第一电感模块，电阻模块如电阻R2和电感模块如电感L2并联形成第二分数阶电感单元，等等；第一分数阶电感单元与第二分数阶电感单元串联。
无源网络综合的核心研究内容，是讨论在仅利用有限个无源元件的条件下，对于既定的网络函数的构造问题。通过对这个问题的深入研究，可以很好地对有理逼近算法所获得阻抗函数进行实际电路构造。在设计有理逼近算法时都已考虑过传递函数的正实性，因此对于0～1阶情况下的各种分抗都可以使用无源网络完成综合，如福斯特型(Foster)、柯尔型(Cauer)。
Charef逼近方法，是先通过设计单分形系统中所需的单分数幂极点模型，来完成分数阶积分运算；再通过设计分形系统中所需的单分数零极点模型，来完成分数阶微分运算；最后将这两种零极点模型交替组合就构成了一个个零极点对组合逼近。
根据前面的讨论，可以得出分数阶电感传递函数到实际电路的综合过程。先由Charef方法得出分数阶电感逼近电路的阻抗函数Z(s)后，再使用福斯特I型RC综合方法，得出分数阶电感的等效电路。
在本发明的方案中，分数阶电容的实现，由Charef方法可以得出分数阶电容的传递函数(即阻抗函数)，对其采用典型的链式结构(如福斯特I型)实现恒相元件综合，得出分数阶的阶次(即阶数)小于1的分数阶电容的等效电路，如图4所示。而对于分数阶的阶次(即阶数)大于1的分数阶电容的特性难以直接用Charef方法实现，可采用GIC电路实现，如图5所示，图中阻抗Z1和阻抗Z3分别为两个分数阶电容的阻抗，每个分数阶电容都用图4的结构实现，阻抗Z2、阻抗Z4、阻抗ZL分别为电阻r2、r3和rL。
当然，在分数阶的阶次(即阶数)等于1时，分数阶电容就是单纯的电容，分数阶电容的阻抗也能够按分数阶电容Cβ的阻抗表达式为ZC β＝1/(Cβsβ)计算得到。
图4为分数阶的阶次(即阶数)小于1的分数阶电容的逼近电路的一实施例的结构示意图。
利用现有的无源或有源电子器件组成逼近电路，使其在一定频段中尽量地拟合出分数阶性质。这类电路也被称为分抗逼近电路，主要核心目标都是利用合适的阻抗函数Z(s)来表达理想分抗的分数阶微分算子sμ。
根据前面分数阶电感传递函数到实际电路的综合过程，同理可得到分数阶的阶次(即阶数)小于1的分数阶电容的逼近电路。如图4所示为分数阶的阶次(即阶数)小于1的分数阶电容的逼近电路。首先利用Charef方法可以得出分数阶电容的传递函数(即阻抗函数)，然后采用典型的链式结构(如福斯特I型)实现恒相元件综合，构造出分抗所对应的实际分数阶电容的电路结构。
图5为分数阶大于1的分数阶电容的逼近电路的一实施例的结构示意图。如图5所示为分数阶大于1的分数阶电容的逼近电路。采用GIC电路实现，它是由运算放大器组成的一种GIC电路，它既能模拟电容，也能模拟电感，电路所呈现的阻抗性质由阻抗Z1～阻抗Z4及阻抗ZL所选择的电容或电阻来决定。
图5中阻抗Z1和阻抗Z3分别为两个分数阶电容的阻抗，每个分数阶电容都用图4的结构实现。阻抗Z1是阶次(即阶数)为α(0<α<1)的电容C1的阻抗。阻抗Z3是阶次(即阶数)为β(0<β<1)的电容C3的阻抗，且α+β>1，阻抗Z2、阻抗Z4、阻抗ZL分别为电阻r2、r3和rL，图5中运算放大器是理想的。
在本发明的方案中，控制器设计，可以参见图6所示的例子。
图6为分数阶Boost变换器系统的控制系统的一实施例的控制流程示意图。如图6所示，基于分数阶PID控制的全分数阶化系统的控制流程，包括：
步骤1、通过计算分数阶Boost电路输出电压vo的测量值和参考电压vref的设定值，得到两者偏差值Δv。
步骤2、偏差值通过电压环分数阶PID控制器得到参考电流iref。
步骤3、根据上面得到参考电流值iref与电感电流测量值iL，计算出两者之间的偏差值Δi。
步骤4、偏差值通过电流环分数阶PID控制器，得到占空比d。
步骤5、将输出电压vo的测量值和参考电压vref的设定值进行比较，不断调节开关器件(如控制开关S)的占空比，使开关控制量在一个开关周期内准确跟随控制基准，达到输出电压稳定。
具体地，当输出电压vo的测量值和参考电压vref的设定值相等时，则不调节开关器件的占空比。当输出电压vo的测量值大于参考电压vref的设定值时，则将开关器件的占空比调小，以使输出电压vo的测量值取向参考电压vref的设定值。当输出电压vo的测量值小于参考电压vref的设定值时，则将开关器件的占空比调大，以使输出电压vo的测量值取向参考电压vref的设定值。
由于本实施例的开关电源所实现的处理及功能基本相应于前述图1所示的装置的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本发明的技术方案，通过采用分数阶模型设置分数阶电容、分数阶电感和分数阶PID控制器，并在Boost变换器中采用分数阶电容、分数阶电感和分数阶PID控制器，使得分数阶系统采用分数阶模型比整数阶模型描述更准确，利用分数阶微积分理论对原系统进行建模能够更加准确地描述系统行为，有利于提升Boost变换器的可靠性和稳定性。
根据本发明的实施例，还提供了对应于开关电源的一种Boost变换器的控制方法，如图7所示本发明的方法的一实施例的流程示意图。该Boost变换器的控制方法可以包括：步骤S110至步骤S130。
在步骤S110处，确定所述Boost变换器本体的输出电压与设定的参考电压是否相等。
在步骤S120处，若所述Boost变换器本体的输出电压与设定的参考电压相等，则控制所述Boost变换器本体中的开关管的占空比维持当前值。
在步骤S130处，若所述Boost变换器本体的输出电压与设定的参考电压不相等，则对所述Boost变换器本体中的开关管的占空比进行调节，以对所述Boost变换器本体的输出电压进行跟随控制。
具体地，通过计算分数阶Boost电路输出电压vo的测量值和参考电压vref的设定值，得到两者偏差值Δv。偏差值通过电压环分数阶PID控制器得到参考电流iref。根据上面得到参考电流值iref与电感电流测量值iL，计算出两者之间的偏差值Δi。偏差值通过电流环分数阶PID控制器，得到占空比d。将输出电压vo的测量值和参考电压vref的设定值进行比较，不断调节开关器件(如控制开关S)的占空比，使开关控制量在一个开关周期内准确跟随控制基准，达到输出电压稳定。
由于本实施例的方法所实现的处理及功能基本相应于前述开关电源的实施例、原理和实例，故本实施例的描述中未详尽之处，可以参见前述实施例中的相关说明，在此不做赘述。
经大量的试验验证，采用本实施例的技术方案，通过采用分数阶模型设置分数阶电容、分数阶电感和分数阶PID控制器，并在Boost变换器中采用分数阶电容、分数阶电感和分数阶PID控制器，用分数阶PID控制器代替整数阶PID控制器可以获得更好的系统性能。
综上，本领域技术人员容易理解的是，在不冲突的前提下，上述各有利方式可以自由地组合、叠加。
以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。
Claims (12)
1.一种Boost变换器，其特征在于，包括：Boost变换器本体；所述Boost变换器本体，包括：电感和电容；其中，
在所述Boost变换器本体中，所述电感采用分数阶电感，所述电容采用分数阶电容；
所述Boost变换器本体的控制器，采用分数阶PID控制器。
2.根据权利要求1所述的Boost变换器，其特征在于，所述Boost变换器本体，还包括：二极管和开关管；其中，
在所述Boost变换器本体中，输入电源的正极，经所述分数阶电感后连接至所述二极管的阳极，所述二极管的阴极经所述分数阶电容后连接至所述输入电源的负极；
所述开关管的基极，连接至所述分数阶PID控制器；所述开关管的集电极，连接至所述二极管的阳极；所述开关管的发射极，连接至所述输入电源的负极。
3.根据权利要求2所述的Boost变换器，其特征在于，所述分数阶电感的阻抗ZL α＝Lαsα，所述分数阶电容的阻抗ZC β＝1/(Cβsβ)；
其中，L为所述分数阶电感的电感值；α为所述分数阶电感的阶数，且0<α<1；C为所述分数阶电容的电容值，β为所述分数阶电容的阶数，且0<β<1；s为分数阶微分算子。
4.根据权利要求3所述的Boost变换器，其特征在于，所述分数阶电感，包括：n个分数阶电感单元，n为正整数；每个所述分数阶电感单元，包括：电阻模块和电感模块，所述电感模块和所述电感模块并联设置；
其中，在n≥2的情况下，n个所述分数阶电感单元串联设置。
5.根据权利要求3所述的Boost变换器，其特征在于，在所述分数阶电容的阶数小于1的情况下，所述分数阶电容，包括：n个分数阶电容单元，n为正整数；每个所述分数阶电容单元，包括：电阻模块和电容模块，所述电感模块和所述电容模块并联设置；
其中，在n≥2的情况下，n个所述分数阶电容单元串联设置。
6.根据权利要求3所述的Boost变换器，其特征在于，在所述分数阶电容的阶数大于1的情况下，所述分数阶电容，包括：阻抗单元和运放单元；其中，
所述阻抗单元，包括：第一阻抗模块、第二阻抗模块、第三阻抗模块、第四阻抗模块和第五阻抗模块；所述第一阻抗模块、所述第二阻抗模块、所述第三阻抗模块、所述第四阻抗模块和所述第五阻抗模块串联设置；
所述运放单元，包括：第一运放模块和第二运放模块；所述第一运放模块的同相输入端，连接至所述第一阻抗模块的输入端；所述第一运放模块的反相输入端，连接至所述第二阻抗模块与所述第三阻抗模块的公共端；所述第一运放模块的输出端，连接至所述第三阻抗模块与所述第四阻抗模块的公共端；
所述第二运放模块的同相输入端，连接至所述第四阻抗模块与所述第五阻抗模块的公共端；所述第二运放模块的反相输入端，连接至所述第二阻抗模块与所述第三阻抗模块的公共端；所述第二运放模块的输出端，连接至所述第一阻抗模块与所述第二阻抗模块的公共端。
7.根据权利要求6所述的Boost变换器，其特征在于，在所述第一阻抗模块至所述第五阻抗模块中，所述第一阻抗模块，包括：阶数为α的电容阻抗模块；所述第三阻抗模块，包括：阶数为β的电容阻抗模块；0<α<1，0<β<1，且α+β>1；
所述第二阻抗模块、所述第四阻抗模块和所述第五阻抗模块，均包括：电阻阻抗模块。
8.根据权利要求7所述的Boost变换器，其特征在于，在所述分数阶电容的阶数大于1的情况下，阶数为α的电容阻抗模块和阶数为β的电容阻抗模块，分别为：阶数小于1时的所述分数阶电容。
9.根据权利要求2至8中任一项所述的Boost变换器，其特征在于，所述分数阶PID控制器，包括：电压外环控制单元、电流内环控制单元和PWM调制单元；其中，
所述电压外环控制单元，被配置为基于所述Boost变换器本体的输出电压与所述参考电压的差值进行PID处理，得到参考电流；
所述电流内环控制单元，被配置为基于所述Boost变换器本体的电感电流与所述参考电流的差值进行PID处理，得到占空比；
所述PWM调制单元，被配置为基于所述占空比，输出PWM信号，以控制所述开关管。
10.根据权利要求9所述的Boost变换器，其特征在于，所述电压外环控制单元，包括：第一比较模块和第一分数阶PID模块；所述电流内环控制单元，包括：第二比较模块和第二分数阶PID模块；其中，
所述第一比较模块的同相输入端，能够输入设定的参考电压；所述第一比较模块的反相输入端，能够输入所述Boost变换器本体的输出电压；所述二极管的阴极处的电压，为所述Boost变换器本体的输出电压；所述第一比较模块的输出端，能够将所述Boost变换器本体的输出电压与所述参考电压的差值，输出至所述第一分数阶PID模块；
所述第一分数阶PID模块，对所述Boost变换器本体的输出电压与所述参考电压的差值进行PID处理后，得到参考电流；
所述第二比较模块的同相输入端，能够输入设定的参考电流；所述第二比较模块的反相输入端，能够输入所述Boost变换器本体的电感电流；所述二极管的阳极处的电流，为所述Boost变换器本体的电感电流；所述第二比较模块的输出端，能够将所述Boost变换器本体的电感电流与所述参考电流的差值，输出至所述第二分数阶PID模块；
所述第二分数阶PID模块，对所述Boost变换器本体的电感电流与所述参考电流的差值进行PID处理后，得到占空比。
11.一种开关电源，其特征在于，包括：如权利要求1至10中任一项所述的Boost变换器。
12.一种如权利要求1至10中任一项所述的Boost变换器的控制方法，其特征在于，包括：
确定所述Boost变换器本体的输出电压与设定的参考电压是否相等；
若所述Boost变换器本体的输出电压与设定的参考电压相等，则控制所述Boost变换器本体中的开关管的占空比维持当前值；
若所述Boost变换器本体的输出电压与设定的参考电压不相等，则对所述Boost变换器本体中的开关管的占空比进行调节，以对所述Boost变换器本体的输出电压进行跟随控制。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202011547691.9A CN112737322A (zh) | 2020-12-24 | 2020-12-24 | 一种Boost变换器及其控制方法、开关电源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202011547691.9A CN112737322A (zh) | 2020-12-24 | 2020-12-24 | 一种Boost变换器及其控制方法、开关电源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN112737322A true CN112737322A (zh) | 2021-04-30 |
Family
ID=75605217
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202011547691.9A Pending CN112737322A (zh) | 2020-12-24 | 2020-12-24 | 一种Boost变换器及其控制方法、开关电源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN112737322A (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113765377A (zh) * | 2021-09-15 | 2021-12-07 | 珠海格力电器股份有限公司 | 降压式变换器的仿真方法、处理器及存储介质 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1787365A (zh) * | 2005-11-11 | 2006-06-14 | 北京邮电大学 | 阻抗特性变换方法及利用其实现高通滤波器电路的方法 |
| CN106411291A (zh) * | 2016-07-31 | 2017-02-15 | 华南理工大学 | 一种阶数大于1的大功率可调高频分数阶电容及其控制方法 |
-
2020
- 2020-12-24 CN CN202011547691.9A patent/CN112737322A/zh active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1787365A (zh) * | 2005-11-11 | 2006-06-14 | 北京邮电大学 | 阻抗特性变换方法及利用其实现高通滤波器电路的方法 |
| CN106411291A (zh) * | 2016-07-31 | 2017-02-15 | 华南理工大学 | 一种阶数大于1的大功率可调高频分数阶电容及其控制方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 何清平，等: "分数阶模拟电容和模拟电感的设计", 《深圳大学学报理工版》 * |
| 柴秀慧，等: "Boost变换器全分数阶化系统分析与控制性能研究", 《电源学报》 * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113765377A (zh) * | 2021-09-15 | 2021-12-07 | 珠海格力电器股份有限公司 | 降压式变换器的仿真方法、处理器及存储介质 |
| CN113765377B (zh) * | 2021-09-15 | 2023-09-12 | 珠海格力电器股份有限公司 | 降压式变换器的仿真方法、处理器及存储介质 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Radwan et al. | Modeling and analysis of fractional order DC-DC converter | |
| CN104578326A (zh) | 控制电路、集成电路、开关型变换器和恒流控制方法 | |
| US9563728B2 (en) | Equivalent circuit model, program, and recording medium | |
| CN112909913B (zh) | 直流微电网非线性控制方法、装置、存储介质及系统 | |
| CN112671230B (zh) | 升压斩波电路的控制方法和装置、分数阶电容的逼近电路 | |
| CN103248320A (zh) | 带有开关电容频率控制和频率设置电阻的精密振荡器电路和方法 | |
| CN112737323A (zh) | 一种Boost变换器及其无差拍控制方法、开关电源 | |
| CN109217664B (zh) | 一种boost电路模拟负载单元的模糊PI控制方法 | |
| CN112737322A (zh) | 一种Boost变换器及其控制方法、开关电源 | |
| CN110580384B (zh) | 同时求解开关变换器多尺度状态变量的非线性建模方法 | |
| Avratoglou et al. | A new method for the analysis and design of the class E power amplifier taking into account the Q_L factor | |
| Uran et al. | State controller for buck converter | |
| CN110994985B (zh) | 开关电源Buck变换器的快响应滤波反步控制方法 | |
| CN109831114A (zh) | 一种llc类双向有源桥逆变器谐振参数设计方法 | |
| CN109818360B (zh) | 组合电容补偿装置及连接方法 | |
| CN114552990B (zh) | 一种基于开关电流积分器的纹波控制Buck变换器 | |
| CN109492324B (zh) | 基于载波的d类放大器双积分滑模控制器设计方法及电路 | |
| Subasinghage et al. | Selection of the stable range of the equivalent series resistance (ESR) of the output capacitor for a SCALDO regulator | |
| CN116545267A (zh) | 基于Flyback变换器的电力电子设备分数阶建模及控制方法 | |
| CN106774591B (zh) | 具有温度补偿功能的反馈电路 | |
| CN102609028B (zh) | 一种相位补偿控制器 | |
| CN112100854B (zh) | 电力电子系统仿真状态方程自动生成及更新的方法 | |
| CN110543703B (zh) | 一种考虑不同时间尺度的准谐振变换器建模分析方法 | |
| CN113098287A (zh) | 一种高阶lclcl直流变换器的控制方法 | |
| CN110046472B (zh) | 基于电流传输器的二次非线性磁控忆阻模拟器 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |
Application publication date: 20210430 |
|
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |