CN112688536A

CN112688536A - 驱动器电路、相关集成电路、电子转换器和方法

Info

Publication number: CN112688536A
Application number: CN202010899838.4A
Authority: CN
Inventors: C·阿德拉格纳
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2019-08-29
Filing date: 2020-08-31
Publication date: 2021-04-20
Also published as: CN213717839U; EP3787172A1; EP3787172B1; US11387739B2; IT201900015237A1; US20210067046A1

Abstract

本公开涉及一种驱动器电路、相关集成电路、电子转换器和方法。驱动器电路包括比较器，该比较器生成指示谐振电流何时改变符号的第一控制信号。第一斜坡发生器电路输出第一斜坡信号，比较电路确定第一斜坡信号是否达到参考阈值。驱动器电路在连续的第一开关半周期和第二开关半周期期间经由驱动信号来驱动半桥，当比较电路指示第一斜坡信号已经达到参考阈值时，每个开关半周期结束。控制电路在第一开关半周期和第二开关半周期中的每个开关半周期中生成指示第一间隔和第二间隔的控制信号。校正电路将第一斜坡信号修改为在第一间隔期间具有第一梯度值且在第二间隔期间具有第二梯度值。备选地，校正电路通过向初始阈值添加第二斜坡信号来修改参考阈值。

Description

驱动器电路、相关集成电路、电子转换器和方法

技术领域

本说明书的实施例涉及开关谐振转换器的控制器件。

背景技术

谐振转换器是广泛的开关转换器，其特征在于存在谐振电路，该谐振电路在确定输入输出功率流方面起着积极作用。考虑到最常见的实现，在这些转换器中，由四个(或两个)功率开关(通常是功率场效应晶体管FET，诸如金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET)组成的由直流电压供电的全桥(或半桥)生成电压方波，该电压方波被施加到谐振电路，该谐振电路的频率被调谐到接近上述方波的基频的频率。因此，由于其选择性特征，谐振电路主要对基波分量作出响应，而忽略方波的高次谐波。

结果，可以通过在保持占空比恒定为50％的同时改变方波的频率来调制循环功率。此外，取决于谐振电路配置，与功率流相关联的电流和/或电压具有正弦或分段正弦形状。

这些电压被整流和滤波以便为负载提供DC功率。在离线应用中，为了遵守安全法规，对负载供电的整流和滤波系统通常通过变压器耦合到谐振电路，该变压器提供上述法规所要求的源与负载之间的隔离。与所有隔离式网络转换器一样，在这种情况下，也要区分连接到输入源的初级侧(与变压器的初级绕组有关)以及通过整流和滤波系统为负载供电的次级侧(与变压器的(多个)次级绕组有关)。

当前，在很多类型的谐振转换器中，所谓的LLC谐振转换器被广泛使用，特别是在其半桥版本中。名称LLC来自谐振电路使用两个电感器(L)和电容器(C)。

图1示出了LLC谐振转换器20的示例。通常，电子转换器20 包括：

-正输入端子200a和负输入端子200b，用于接收DC输入电压 Vin；以及

-正输出端子202a和负输出端子202b，用于提供经调节的(DC)

输出电压Vout或输出电流Iout。

例如，输入电压Vin可以由诸如电池之类的DC电压发生器10 提供。但是，输入电压Vin也可以例如借助于整流器电路(诸如桥式整流器)和可选的滤波器电路(诸如电容器)从AC电压获取。相反，经调节的输出电压Vout或输出电流Iout可以用于对负载30供电。

在所考虑的示例中，电子转换器20包括半桥，该半桥包括(例如，直接)串联连接在输入端子200a和200b之间的两个电子开关SW1 和SW2，诸如FET，诸如n沟道FET，例如NMOS，其中负输入端子200b通常表示第一接地GND1。例如，在所考虑的示例中，晶体管SW1的漏极端子直接连接到端子200a，晶体管SW1的源极端子直接连接到晶体管SW2的漏极端子，并且晶体管SW2的源极端子直接连接到端子200b。

因此，半桥SW1、SW2经由输入电压Vin被供电，并且电子开关SW1和SW2之间的中间节点(例如，晶体管SW1的漏极端子) 表示开关节点HB。

在所考虑的示例中，电子开关SW1和SW2的控制端子(例如，相应FET的栅极端子)经由驱动器电路210来驱动，该驱动器电路 210被配置为生成用于电子开关SW1和SW2的相应驱动信号HSGD 和LSGD。

通常，驱动器电路210被配置为生成驱动信号HSGD和LSGD，以便针对每个开关周期重复以下四个阶段：

-在第一时间间隔期间，闭合第一电子开关SW1并且断开第二电子开关SW2，从而将开关节点HB连接到正输入节点200a，即输

入电压Vin；

-在第二时间间隔期间，断开第一电子开关和第二电子开关SW1/SW2；

-在第三时间间隔期间，断开第一电子开关SW1并且闭合第二电子开关SW2，从而将开关节点HB连接到负输入节点200a，例如

接地GND1；以及

-在第四时间间隔期间，断开第一电子开关和第二电子开关 SW1/SW2。

在所考虑的示例中，电子开关SW1和SW2之间的开关节点HB 连接到(谐振)电路块。

具体地，在所考虑的示例中，该电路包括变压器T，该变压器T 包括初级绕组T1和中心抽头次级绕组，该中心抽头次级绕组包括串联连接的第一次级绕组T2a和第二次级绕组T2b。

在所考虑的示例中，变压器T的初级绕组T1(例如，直接地) 与电容器Cr和第一电感Ls连接在开关节点HB与负端子200b之间。此外，第二电感Lp与初级绕组T1(例如，直接)并联连接。因此，在所考虑的示例中，电容器Cr、第一电感Ls和第二电感Lp串联连接(从而得出名称LLC转换器)，并且电感Lp并联连接到初级绕组 T1。例如，在图1中，电容器Cr的第一端子(例如，直接)连接到开关节点HB，电容器Cr的第二端子经由电感Ls(例如，直接)连接到初级绕组T1的第一端子，并且初级绕组T1的第二端子(例如，直接地)连接到端子200b。

无论如何，在实际的变压器T中，两个绕组T1和T2没有完美地耦合，并且变压器T还包括漏电感和磁化电感。基本上，这种漏电感可以经由与初级绕组T1串联连接的电感来建模。相反，变压器T的磁化电感(用于建模磁通量)可以使用与初级绕组T1并联连接的电感来建模。因此，电感Ls可以包括在变压器T的漏电感中，可以通过与初级绕组T1串联连接的电感器来实现，或者可以由变压器T的漏电感和这样的电感器两者产生。类似地，电感Lp可以包括在变压器T的磁化电感中，可以由与初级绕组T1并联连接的电感器来实现，或者可以由变压器T的磁化电感和这样的电感器两者产生。

如前所述，在图1中在次级侧使用中心抽头布置，即，次级绕组包括第一端子、第二端子和中心抽头端子。具体地，在所考虑的示例中，中心抽头端子(例如，直接地)连接到输出端子202a/202b之一，并且次级绕组T2的第一端子和第二端子经由相应二极管Da和Db(例如，直接地)连接到另一输出端子202a/202b。例如，在所考虑的示例中，中心抽头端子(例如，直接地)连接到输出端子202b，并且次级绕组T2的第一端子和第二端子(例如，直接地)连接到相应二极管Da和Db的阳极，并且二极管Da和Db的阴极(例如，直接地) 连接到端子202a。因此，由于二极管Da和Db的整流功能，端子202a 对应于正输出端子并且端子202b对应于负输出端子，该负输出端子通常对应于第二接地GND2。然而，通过反转二极管Da和Db的取向，端子202b将对应于正输出端子。

通常，在次级绕组T2与输出端子202a和202b之间也可以使用其他整流器(代替二极管Da和Db)。例如，次级绕组T2的第一端子和第二端子(因此也可以不包括中心抽头端子)可以经由桥式整流器连接到输出端子202a和202b。

通常，电子转换器20还可以包括连接在整流器与输出端子202a 和202b之间的输出滤波器。例如，在图1中，电容器Cout(例如，直接地)连接在输出端子202a和202b之间。

与传统的开关转换器(非谐振转换器，通常为脉宽调制PWM控制)相比，谐振转换器具有明显的优势，诸如无陡沿的波形、由于其 “软”开关而导致的功率开关的低切换损耗、高转换效率(通常可达到>95％)、在高频操作的能力、低EMI(电磁干扰)生成、和/或高功率密度(即，使得能够在相对较小的空间中构建能够处理相当功率水平的转换系统)。

因此，在所考虑的示例中，电子转换器经由输出端子202a和202b 提供电压Vout和电流Iout。通常，闭环(通常由负反馈控制系统实现)因此会在操作条件改变(例如，输入电压Vin和/或输出负载30 的变化)时使转换器的输出电压Vout或输出电流Iout保持恒定。

例如，图2示出了用于普通半桥谐振转换器20的控制电路的示例。

如前所述，半桥谐振转换器20包括半桥，该半桥包括串联连接在电子转换器20的输入端子200a和200b之间的两个电子开关。此外，转换器20包括电路204，该电路204包括谐振槽(例如，电容器 Cr、电感Ls和Lp、以及变压器T)、整流器电路(例如，二极管Da 和Db)、和可选的滤波器电路(例如，电容器Cout)。具体地，电路204在一侧连接到开关节点HB(在电子开关SW1和SW2之间) 和负输入端子200b(或备选地正输入端子200a)以便接收基本为方波的信号，并且在另一侧连接到输出端子202a和202b以便提供输出电压Vout或输出电流Iout。

为了实现闭环控制，转换器20包括被配置为监测输出电压Vout (对于电压源)或输出电流Iout(对于电流源)的传感器212。例如，在图2中，转换器20被配置为提供稳定电压。因此，传感器212可以是被配置为监测输出电压Vout的电压传感器。例如，在图2中使用包括连接在端子202a和202b之间的两个电阻器R1和R2的分压器，从而电压传感器提供与输出电压Vout成比例的测量信号。

由传感器212提供的测量信号(指示电流Iout或电压Vout)被提供给被配置为生成误差信号Er的误差放大器。例如，误差放大器可以将测量信号与参考信号(诸如参考电压Vref)进行比较，并且生成指示测量信号与参考电压Vref之间的差的误差信号Er。

在所考虑的示例中，然后，误差信号Er被提供给驱动器电路210，以便修改给定控制量x，其中在每个开关周期期间传递的能量基本上取决于控制量x。通常，误差信号Er可以直接提供给驱动器电路210，或者例如经由光耦合器218(其通常在隔离电子转换器的情况下使用) 间接提供给驱动器电路210。此外，提供给驱动器电路210的误差信号Er或指示误差信号Er(例如，与误差信号Er成比例)的信号(例如，在还使用光耦合器218的情况下)可以是任何合适的控制信号，诸如电压Vc或电流Ic。在不失一般性的前提下，以下将假定根据控制电流Ic来修改量x。此外，尽管电流Ic主要指示为表示转换器的输出电压Vout，但是电流Ic也可以表示输出电流Iout。

通常，误差放大器利用运算放大器214来实现，该运算放大器214 在输入处接收测量信号(例如，在反相/负输入处)和基准信号(例如，在同相/正输入处)。此外，运算放大器214关联了连接在运算放大器的输出与输入端子之一(通常是反相输入端子)之间的反馈网络216。例如，反馈网络216可以包括用于将误差放大器实现为具有比例(P) 组件(例如，经由电阻器)和/或积分(I)组件(例如，经由电容器) 的调节器的组件。因此，通常，反馈网络216实现误差放大器的滤波器。例如，这样的滤波器216可能是有用的，以便选择误差放大器的适当频率响应，例如以便确保：

-稳定的控制回路(即，在转换器的操作条件受到扰动时，一旦由扰动引起的瞬变消退，则输出参数Vout/Iout倾向于恢复恒定的稳态；

-良好的调节(即，在扰动之后由输出参数Vout/Iout恢复的新常

数非常接近在扰动之前的常数)；以及

-良好的动态性能(即，在发生扰动之后的瞬态期间，输出参数 Vout/Iout不会过度偏离期望值，并且瞬态本身很短)。

上述控制目标可以根据控制回路的传递函数的一些特征量来表达，诸如带宽、相位裕度、dc增益。例如，在DC-DC转换器中，这些目标可以通过修改反馈网络216来实现以便：

-修改误差放大器的频率响应，

-修改其增益，以及

-方便地放置其传递函数的极点和零点(频率补偿)。

如前所述，这通常是通过使用包括一个或多个电阻和/或一个或多个适当值的电容器的无源反馈网络216来实现的。

然而，为了确定获取控制回路的传递函数的期望特征所需要的频率补偿，期望知道调制器增益(即，将控制电流Ic转换为控制量x 的系统的增益)和转换器本身对控制量x的变化的频率响应两者。

发明人已经观察到，调制器增益通常不取决于开关频率(至少在相关频率的范围内)，并且在驱动器电路210内部是固定的。此外，尽管DC-DC转换器是强非线性系统(由于开关动作)，但是在适当的近似值和某些假定下，它们的频率响应可以用以增益、零点和极点为特性的传递函数来描述和表示。该传递函数本质上取决于转换器的拓扑结构(即，处理功率的元件的互相配置)，取决于其操作模式(即，在开关周期中，磁性部件中是(连续电流模式CCM)否(不连续电流模式DCM)存在连续的电流循环)，以及取决于由控制回路控制的控制量x。

例如，在谐振转换器中，用于控制转换器的控制量x通常直接是施加到谐振电路的方波的开关频率(直接频率控制DFC)。

然而，发明人已经观察到，这种简单的控制方法经受动态特性，该动态特性的特性在于DC增益的变化很大并且极数在一到三之间变化并且具有非常可移动的位置，取决于操作点。另外，能量传递在很大程度上取决于输入电压Vin(例如，导致音频灵敏度差)，因此控制回路必须显著改变操作频率以补偿上述变化，这些变化在从电源线操作的转换器中很难避免(由于经整流的市电电压的变化，输入电压 Vin可能会变化)，这暗示在相关频率范围内需要高开环增益。

所有这些特性使得实际上不可能在所有操作条件下都获取优化的动态性能，并且需要在稳定性、动态性能和输入纹波抑制之间进行相当大的权衡。

发明人已经观察到，对这些缺点的可能的补救措施包括使用驱动器电路210，该驱动器电路210包括实现被称为“时移控制”(TSC) 的控制技术的控制模块220。文献教导说，TSC控制的转换器的动力学是低Q二阶系统的动力学，即，其特征是一对彼此完全分开(至少 5次)的实极。在实践中，这表示，可以实现极佳的动态性能，而与其他约束之间的权衡很少，并且设计工作量也大大减少。

例如，美国专利号8,773,872 B2公开了两种TSC实现。

在第一实现中(如US 8,773,872 B2的图4所示)，TSC通过以下方式实现：

1.在施加到谐振槽的电压和流过谐振槽的电流具有相等符号时，在开关周期的时间间隔中，在两个电压电平之间以恒定电流交替地对电容器充电和放电，

2.当储能(tank)电压和电流的符号相反时，在开关周期的时间间隔中，保持电容器电压恒定

3.当电容器电压达到上述任何一个电压电平时，反复(toggling) 半桥并且使电容器的充电/放电阶段反转。

在第二实现中(如US 8,773,872 B2的图6或图9所示)，TSC 通过以下方式实现：

1.当施加到谐振槽的电压和流过谐振槽的电流具有相等符号时，在开关半周期的时间间隔中，以恒定电流对电容器充电，直到达到电压电平，

2.当槽电压和电流的符号相反时，在开关半周期的时间间隔中，保持电容器电压恒定

3.当电容器电压达到上述电压水平时，反复半桥并且重置电容器 (通常为零)。

在这两种实现中，用于对电容器充电(在第一实现中也对电容器放电)的恒定电流与控制电流Ic成比例。此外，在这两种实现中，控制模块220还监测从半桥SW1/SW2流入谐振槽的电流Is。例如，如前所述，谐振槽可以连接在开关节点HB与负极端子200b(或者备选地正极端子200a)之间。在这种情况下，电流传感器222可以与谐振槽串联连接。例如，电流传感器222可以是分流电阻器(例如，连接在谐振槽与端子200b之间，例如，在变压器T的初级绕组T1与端子 200b之间)，该分流电阻器提供指示流过谐振槽的电流(例如，与该电流成比例)的电压Vs。具体地，US 8,773,872 B2使用零电流比较器，以便检测谐振槽中的电流Is的符号。例如，在US 8,773,872 B2 中使用被称为零/接地的比较器(文献US 8,773,872 B2中的参考符号 CO1)，该比较器接收与瞬时槽电流成比例的电压Vs。

发明人已经观察到，这些实现倾向于使谐振电流Is在轻(小)负载下不对称。具体地，发明人已经观察到，这种不对称性可能源于零电流比较器的输入电压偏移和/或信号中的扰动，从而导致节点HB处的方波的占空比不同于理想的50％。这是由于累积效应而造成的：一个周期中的零电流时刻的任何扰动或不对称性都会在随后的几个周期中传播，并且以一种“正反馈回路”保持其正号传播。如果该正回路的等效增益超过1(unity)，则该回路将变得不稳定并且使占空比偏离理想的50％。其最坏后果是次级电流分布不均，并且例如，次级整流器(D1和D2)中产生不均等的热上升。另一有害影响是输出电压纹波的增加。

发生这种不稳定性的操作条件取决于谐振槽的特性，例如，取决于LLC转换器的Cr、Ls、Lp的值和变压器的匝数比(在图1中被表示为a：1：1)。例如，发明人已经观察到，这种不稳定性通常在非常轻的负载下发生(即，当电流感测信号Vs非常小并且零电流比较器的偏移具有显著影响时)。然而，在这种情况下，尽管不被理解，但是由于小电流Is，通常不会有重大的实际后果。相反，在某个电子转换器中，甚至在相对较高的负载(例如，半负载)下也可能发生这种情况，并且在这种情况下，不平等的热应力可能会影响系统的可靠性。同样，增加的输出电压纹波可能超过最大规定值。

发明内容

考虑到前述内容，因此各种实施例的目的是提供一种TSC控制器件，该TSC控制器件对零电流比较器的输入电压偏移和/或对倾向于从50％更改所生成的方波的占空比的扰动不敏感。这允许获取更对称的槽电流，并且然后，例如，在整流二极管之间获取更均等的次级电流分布，从而使得它们受到相同的热应力。

根据一个或多个实施例，上述目的中的一个或多个目的是通过一种用于谐振转换器的驱动器电路来实现的，该谐振转换器具有在所附权利要求中具体阐述的独特元件。此外，实施例涉及相关的集成电路、电子转换器和方法。

权利要求形成本文中提供的描述的技术教导的组成部分。

如前所述，本公开的各种实施例涉及一种用于谐振转换器的驱动器电路。例如，这种谐振转换器通常被配置为根据施加到正输入端子和负输入端子的输入电压来在两个输出端子处生成输出电压或输出电流。具体地，在各种实施例中，谐振转换器可以包括至少一个半桥，该至少一个半桥包括串联连接在正输入端子与负输入端子之间的高压侧电子开关和低压侧电子开关，其中高压侧电子开关与低压侧电子开关之间的中间节点表示开关节点。谐振槽、整流器和滤波器电路可以连接在开关节点与转换器的两个输出端子之间。例如，谐振转换器可以是如前所述的LLC谐振转换器。

在各种实施例中，驱动器电路包括用于与电子转换器交互的端子。例如，第一端子和第二端子可以连接到高压侧电子开关的控制端子和低压侧电子开关的控制端子，以便经由相应驱动信号来驱动半桥。第三端子可以连接到电流传感器，以便接收与从开关节点流向谐振槽、整流器和滤波器电路的谐振电流成比例的信号。第四端子可以连接到反馈电路，以便接收根据输出电压或输出电流而确定的反馈信号。

在各种实施例中，驱动器电路包括被配置为生成第一控制信号的模拟零电流比较器，该第一控制信号指示谐振电流何时根据在第三端子处接收的信号而改变符号。

在各种实施例中，驱动器电路还包括被配置为在输出处提供第一斜坡信号的第一斜坡发生器电路和被配置为确定第一斜坡信号是否达到至少一个参考阈值的比较电路。

根据本公开的各种实施例，驱动器电路可以在连续的第一开关半周期和第二开关半周期期间经由驱动信号来周期性地驱动高压侧电子开关和低压侧电子开关，其中当比较电路指示第一斜坡信号已经达到相应参考阈值时，第一开关半周期和第二开关半周期中的每个开关半周期结束。具体地，一旦第一开关半周期开始，则驱动器电路(立即)断开低压侧电子开关，并且在延迟之后闭合高压侧电子开关，并且一旦第二开关半周期开始，则驱动器电路(立即)断开高压侧电子开关，并且在延迟之后闭合低压侧电子开关。

例如，为了确定第一开关半周期和第二开关半周期，在第一开关半周期和第二开关半周期中的一者期间，第一斜坡发生器电路可以被配置为增加第一斜坡信号，并且比较电路可以被配置为确定第一斜坡信号是否达到上限参考阈值，并且在第一开关半周期和第二开关半周期中的另一者期间，第一斜坡发生器电路可以被配置为减小第一斜坡信号，并且比较电路可以被配置为确定第一斜坡信号是否达到下限参考阈值。

备选地，在第一开关半周期和第二开关半周期中的每个开关半周期期间，第一斜坡发生器电路可以被配置为增加第一斜坡信号，并且比较电路可以被配置为确定第一斜坡信号是否达到上限参考阈值，其中当第一斜坡信号达到上限参考阈值时，重置第一斜坡信号。以互补的方式，在第一开关半周期和第二开关半周期中的每个开关半周期期间，第一斜坡发生器电路可以被配置为减小第一斜坡信号，并且比较电路可以被配置为确定第一斜坡信号是否到达下限参考阈值，其中当第一斜坡信号达到下限参考阈值时，重置第一斜坡信号。

具体地，在各种实施例中，驱动器电路包括控制电路和校正电路。

在各种实施例中，控制电路被配置为在第一开关半周期和第二开关半周期中的每个开关半周期中生成一个或多个控制信号，该一个或多个控制信号指示第一间隔在相应半周期开始的时刻开始并且在第一控制信号指示谐振电流已经改变符号的时刻结束，以及第二间隔从第一控制信号指示谐振电流已经改变符号的时刻和比较电路指示第一斜坡信号已经达到相应参考阈值的时刻开始。

在各种实施例中，校正电路被配置为修改在比较电路的输入处提供的第一斜坡信号，从而第一斜坡信号在第一间隔期间具有第一梯度值并且在第二间隔期间具有第二梯度值，第一梯度值是非零值，并且第二梯度值的绝对值大于第一梯度值的绝对值。

例如，在各种实施例中，第一斜坡发生器电路包括被配置为通过对第一信号进行积分来生成第一斜坡信号的积分器电路。在这种情况下，校正电路可以通过向模拟积分器电路的输入处的第一信号添加第二信号来修改第一斜坡信号。例如，为此目的，积分器电路可以包括积分电容器，驱动器电路可以包括被配置为生成第一信号的第一电流发生器，并且校正电路可以包括被配置为生成第二信号的第二电流发生器。

例如，在各种实施例中，第一信号可以在第一间隔期间被设置为零并且在第二间隔期间被设置为非零值，并且第二信号可以在第一间隔和第二间隔期间被设置为恒定的非零值。备选地，第一信号可以在第一间隔和第二间隔期间被设置为非零值，并且第二信号可以在第一间隔期间被设置为零并且在第二间隔期间被设置为恒定的非零值。备选地，第一信号可以在第一间隔期间被设置为零并且在第二间隔期间被设置为非零值，并且第二信号可以在第一间隔期间被设置为恒定的非零值并且在第二间隔期间被设置为零。

相反，在数字实现中，第一斜坡发生器电路可以包括被配置为通过将计数值增加给定步长来生成第一斜坡信号的数字计数器。在这种情况下，校正电路可以被配置为通过将步长在第一间隔期间设置为第一步长值并且在第二间隔期间设置为第二步长值来修改第一斜坡信号。备选地，校正电路可以将数字计数器的时钟信号在第一间隔期间设置为第一时钟信号并且在第二间隔期间设置为第二时钟信号。

代替修改第一斜坡发生器的输入，校正电路还可以修改第一斜坡发生器的输出。例如，当第一斜坡发生器电路包括被配置为通过对第一信号进行积分来生成第一斜坡信号的积分器电路时，校正电路可以通过向模拟积分器电路的输出处的第一斜坡信号添加第二斜坡信号来修改第一斜坡信号。例如，在各种实施例中，第一信号在第一间隔期间被设置为零并且在第二间隔期间被设置为非零值，并且第二斜坡信号在第一间隔和第二间隔期间对应于线性斜坡信号。备选地，第一信号在第一间隔和第二间隔期间被设置为非零值，并且第二斜坡信号在第一间隔期间对应于零并且在第二间隔期间对应于线性斜坡信号。

代替修改第一斜坡信号，校正电路可以通过向相应初始阈值添加第二斜坡信号来修改比较电路的一个或多个参考阈值。例如，在各种实施例中，第一斜坡发生器电路可以再次包括被配置为通过对第一信号进行积分来生成第一斜坡信号的积分器电路。在这种情况下，第一信号可以在第一间隔期间被设置为零并且在第二间隔期间被设置为非零值，并且第二斜坡信号可以在第一间隔和第二间隔期间对应于线性斜坡信号。备选地，第一信号可以在第一间隔和第二间隔期间被设置为非零值，并且第二斜坡信号可以在第一间隔期间对应于零并且在第二间隔期间对应于线性斜坡信号。

在各种实施例中，为了调节输出电压或输出电流，可以根据反馈信号来确定第二梯度值或参考阈值中的至少一个参考阈值。

附图说明

通过以下以非限制性示例的方式在附图中示出的本公开的实际实施例的详细描述，本公开的特征和优点将变得很清楚，在附图中：

图1示出了根据已知技术的LLC谐振转换器的电路示意图；

图2示出了根据已知技术的具有输出电压的TSC调节的谐振转换器的框图；

图3示出了使用增强的TSC方法的用于谐振转换器的控制器件的第一实施例；

图4示出了图3的控制器件的第一实施例；

图5示出了图3的控制器件的第二实施例；

图6示出了图4的器件中涉及的电压的时序图；

图7示出了图5的器件中涉及的电压的时序图；

图8示出了图4的控制器件的实施例；

图9示出了图5的控制器件的实施例；

图10示出了使用增强的TSC方法的用于谐振转换器的控制器件的第二实施例；

图11示出了使用增强的TSC方法的用于谐振转换器的控制器件的第三实施例；

图12和图13示出了图10的控制器件的数字实现；

图14示出了与转换器的输入电压成比例的电流控制信号的生成的示例；

图15示出了使用增强的TSC方法的用于谐振转换器的控制器件的第四实施例；

图16示出了图15的器件中涉及的电压的时序图；

图17示出了使用增强的TSC方法的用于谐振转换器的控制器件的第五实施例；

图18示出了图17的器件中涉及的电压的时序图；

图19示出了使用增强的TSC方法的用于谐振转换器的控制器件的第六实施例；

图20示出了图19的器件中涉及的电压的时序图；

图21示出了控制器件的另一实施例，其是图8所示的控制器件的改型；

图22示出了控制器件的另一实施例，其是图9所示控制器件的改型；

图23示出了生成可以由图21所示的控制器件利用的参考电压的电压发生器电路；

图24示出了生成可以由图22所示的控制器件利用的参考电压的电压发生器电路；以及

图25示出了图23和图24所示的电压发生器电路中涉及的电压的时序图。

具体实施方式

在随后的描述中，示出了各种具体细节，旨在使能对实施例的深入理解。实施例可以在没有一个或多个具体细节的情况下或者在其他方法、组件、材料等的情况下提供。在其他情况下，已知的结构、材料或操作没有详细示出或描述，以使得实施例的各个方面不会被模糊。

在本说明书的框架中对“实施例”或“一个实施例”的引用旨在指示关于该实施例描述的特定配置、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，在本说明书的各个方面中可能出现的诸如“在实施例中”、“在一个实施例中”等短语不一定指代同一实施例。此外，在一个或多个实施例中，特定的构象、结构或特性可以以任何适当的方式组合。

本文中使用的参考仅是为了方便而提供的，并且因此不限定保护范围或实施例的范围。

在以下描述的图3至图20中，已经参考图1至2描述的部件、元件或组件由这些图中先前使用的相同附图标记来表示。这些元件的描述已经进行，并且在以下内容中将不再重复，以免给本详细描述带来负担。

图3示出了根据本公开的第一实施例的用于谐振转换器的控制器件210a的电路示意图。

例如，这样的控制器件210a可以用于控制如图1和图2所示的 (LLC)电子转换器的操作，并且相应描述整体上适用。

因此，同样在所考虑的实施例中，驱动器电路210a接收根据输出电压Vout或输出电流Iout而确定的反馈信号，诸如电流Ic。例如，在各种实施例中，控制信号Ic经由输出电压的负反馈控制回路来确定 (参见图2的描述)。例如，当驱动器电路210a在集成电路中实现时，驱动器电路210a可以经由集成电路的引脚接收反馈信号Ic。

具体地，在所考虑的实施例中，控制电流Ic连接到本质上实现功率放大器的可选输入级2100。

例如，如图8所示，输入级可以利用运算放大器OA1和双极型晶体管Q1(诸如npn双极型晶体管)实现。具体地，在所考虑的实施例中，控制电流Ic连接到运算放大器OA1的第一输入端子(例如，反相端子)，其中运算放大器OA1在运算放大器OA1的第二输入端子(例如，同相端子)处接收参考电压Vref。运算放大器OA1的输出连接到双极型晶体管Q1的基极端子，并且双极型晶体管Q1的发射极端子连接到运算放大器OA1的第一输入端子(例如，反相端子)。因此，输入级2100的输出(例如，双极型晶体管Q1的集电极端子) 提供电流Ic。

在图3所示的实施例中，驱动器电路包括：

-积分电路2300，被配置为生成与反馈信号Ic在给定时间段内的积分成比例的积分信号INT；以及

-控制电路2106，被配置为根据测量信号Vs(与谐振电流Is成比例)和积分信号INT经由一个或多个控制信号CTR1来控制积分电路2300的操作。

此外，控制电路2106被配置为根据测量信号Vs和积分信号INT 生成分别用于高压侧开关SW1和低压侧开关SW2的驱动信号HSGD 和LSGD。

例如，在图3中，积分电路2300包括模拟积分器，该模拟积分器包括电容器C_T和被配置为向电容器C_T提供电流I1的电流发生器 2302，其中电流I1与反馈信号Ic成比例。在各种实施例中，关于包括驱动器电路210a的集成电路，电容器C_T可以在外部。因此，节点 N1可以连接到这样的集成电路的引脚。因此，在所考虑的实施例中，积分信号INT对应于电容器C_T处的电压V_CT。

图4示出了模拟积分电路2300的第一实施例。具体地，在所考虑的实施例中，驱动器电路210a包括向节点N1提供电流k·Ic的充电电路/电流发生器2102和向节点N1提供电流-k·Ic的放电电路/电流发生器2104，其中充电电路2102可以根据控制信号S1来禁用/启用，其中放电电路2104可以根据控制信号S2来禁用/启用。在所考虑的实施例中，节点N1连接到电容器C_T的第一端子，其中电容器 C_T的第二端子连接到地，例如，GND1。

因此，在所考虑的实施例中，充电电路2102和放电电路2104实质上实现了电流发生器2302，该电流发生器2302被配置为经由节点N1向电容器C_T提供电流I1，该电流I1可以被设置为：

-电流k·Ic(信号S1启用充电电路并且信号S2禁用放电电路)

-电流-k·Ic(信号S1禁用充电电路并且信号S2启用放电电路)；或者

-零(信号S1和S2禁用充电电路2102和放电电路2104两者)。

因此，如图6所示，本质上，图4所示的实施例允许在每个开关周期Ts的给定半周期TA和TB期间对电容器C_T充电和放电，从而生成具有三角波形的电压V_CT。

在所考虑的实施例中，控制电路2106因此被配置为根据电容器 C_T(节点N1)处的电压V_CT和测量信号Vs来生成控制信号S1和S2 以及驱动信号LSGD和HSGD。

具体地，在各种实施例中，驱动器电路210a被配置为生成驱动信号HSGD和LSGD，以便针对每个开关周期重复以下四个阶段：

-在第一时间间隔Δt1期间，闭合第一电子开关SW1并且断开第二电子开关SW2，从而将开关节点HB连接到正输入节点200a，即输入电压Vin；

-在第二时间间隔Δt2期间，断开第一电子开关和第二电子开关 SW1/SW2两者；

-在第三时间间隔Δt3期间，断开第一电子开关SW1并且闭合第二电子开关SW2，从而将开关节点HB连接到负输入节点200a，例如，接地GND1；以及

-在第四时间间隔Δt4期间，断开第一电子开关和第二电子开关 SW1/SW2两者。

因此，在所考虑的实施例中，半周期TA与第二时间间隔Δt2和第三时间间隔Δt3相对应(TA＝Δt2+Δt3)，并且半周期TB与第四时间间隔Δt4和第一时间间隔Δt1相对应(TB＝Δt4+Δt1)。

具体地，在各种实施例中，时间间隔Δt2和时间间隔Δt4具有恒定持续时间Td。因此，驱动器电路210a必须确定时间间隔Δt1和时间间隔Δt3的持续时间。例如，在各种实施例中，控制电路2106被配置为确定间隔TA和TB应当结束的时刻，即，间隔Δt3和Δt1应当结束的时刻。

例如，在图4所示的实施例中，控制电路2106可以被配置为在时间间隔TA期间执行以下步骤：

-一旦间隔TA开始，则等待信号Vs指示谐振电流变为零/负(在该间隔期间，电流发生器2102和2104被禁用)；

-在信号Vs指示谐振电流变为负的时刻，启用电流发生器2102 (经由信号S1)，从而利用电流k·Ic对电容器C_T充电，以及

-一旦积分信号(电容器C_T处的电压V_CT)达到上限阈值Vp，则禁用电流发生器2102(经由信号S1)并且结束间隔TA，从而结束间隔Δt3并且开始间隔TB。

相反，控制电路2106可以被配置为在时间间隔TB期间执行以下步骤：

-一旦间隔TB开始，则等待信号Vs指示谐振电流变为零/正(在该间隔期间，电流发生器2102和2104被禁用)；

-在信号Vs指示谐振电流变为正的时刻，启用电流发生器2104 (经由信号S2)，从而利用电流-k·Ic对电容器C_T放电，以及

-一旦积分信号(电容器C_T处的电压V_CT)达到下限阈值Vv，则禁用电流发生器2104(经由信号S2)并且结束间隔TB，从而结束间隔Δt1并且开始间隔TA。

并行地，控制电路2106可以：

-一旦间隔TA开始，则在时段Td之后将信号LSGD设置为高电平，从而闭合低压侧开关SW2，并且在间隔TA结束时，同时将信号LSGD设置为低电平，从而将低压侧开关SW2断开，

-一旦间隔TB开始，则在时段Td之后将信号HSGD设置为高电平，从而闭合高压侧开关SW1，并且在间隔TB结束时，同时将信号HSGD设置为低电平，从而将高压侧开关SW1断开。

通常，在间隔TA和TB期间，电流发生器2102和2014的作用也可以颠倒，即，在间隔TB期间，可以启用电流发生器2102并且可以将电容器C_T处的电压V_CT与上限阈值Vp进行比较，而在间隔TA 期间，可以启用电流发生器2104并且可以将电容器C_T处的电压V_CT与下限阈值Vv进行比较。

图5示出了模拟积分电路2300的第二实施例。具体地，在所考虑的实施例中，驱动器电路包括向电容器C_T提供电流k·Ic的充电电路/电流发生器2102以及重置电路2118，其中可以根据控制信号S1 来禁用/启用充电电路2102，重置电路2118被配置为根据控制信号 S5来重置电容器C_T处的电荷。

因此，如图7所示，本质上，图5所示的实施例允许在每个半周期TA和TB期间重置电容器C_T并且对电容器C_T充电，从而生成具有锯齿波形的电压V_CT。

在所考虑的实施例中，控制电路2106因此被配置为根据电容器 C_T(节点N1)处的电压V_CT和测量信号Vs来生成控制信号S1和S5 以及驱动信号LSGD和HSGD。

具体地，同样，在本实施例中，驱动器电路210a可以生成驱动信号HSGD和LSGD，以便针对每个开关周期重复以下四个阶段：

因此，同样，在这种情况下，半周期TA对应于第二时间间隔Δt2 和第三时间间隔Δt3(TA＝Δt2+Δt3)，并且半周期TB对应于第四时间间隔Δt4和第一时间间隔Δt1(TB＝Δt4+Δt1)。具体地，在各种实施例中，时间间隔Δt2和时间间隔Δt4可以再次具有恒定持续时间Td。

因此，驱动器电路210a必须确定时间间隔Δt1和时间间隔Δt3 的持续时间。具体地，在各种实施例中，控制电路2106被配置为确定间隔TA和TB应当结束的时刻，即，间隔Δt3和Δt1应当结束的时刻。

例如，在图5所示的实施例中，控制电路2106可以被配置为在时间间隔TA内执行以下步骤：

-一旦间隔TA开始，则等待信号Vs指示谐振电流变为零/负(在

该间隔期间，电流发生器2102被禁用)；

-在信号Vs指示谐振电流变为负的时刻，启用电流发生器2102

(经由信号S1)，从而用电流k·Ic对电容器C_T充电，以及

-一旦积分信号(电容器C_T处的电压V_CT)达到上限阈值Vp，则禁用电流发生器2102(经由信号S1)，经由重置电路2118(经由信号S5)重置积分信号并且结束间隔TA，从而结束间隔Δt3 并且开始间隔TB。

相反，控制电路2106可以被配置为在时间间隔TB内执行以下步骤：

-一旦间隔TB开始，则等待信号Vs指示谐振电流变为零/正(在该间隔期间，电流发生器2102被禁用)；

-在信号Vs指示谐振电流变为正的时刻，启用电流发生器2102 (经由信号S1)，从而用电流k·Ic对电容器C_T充电，以及

-一旦积分信号(电容器C_T处的电压V_CT)达到上限阈值Vp，则禁用电流发生器2102(经由信号S1)，通过重置电路2118(经由信号S5)重置积分信号并且结束间隔TB，从而结束间隔Δt1 并且开始间隔TA。

并行地，控制电路2106可以再次：

因此，实施例的共同之处在于，驱动器电路210a包括提供与电流Ic成比例的电流的电流发生器。具体地，在半周期TA或TB中的每个半周期期间，控制电路2106被配置为：

-一旦相应半周期开始，则等待信号Vs指示谐振电流改变符号，即变为正或负；

-在信号Vs指示谐振电流已经改变符号的时刻，启用电流发生器 2102，从而向电容器C_T施加与电流Ic成比例的电流，以及

-一旦积分信号INT(电容器C_T处的电压V_CT)达到给定阈值 Vp/Vv，则禁用电流发生器并且结束相应半周期，从而开始接下来的半周期(TB或TA)。

如图3所示，在各种实施例中，积分电路2300包括第二电流发生器2306。具体地，该电流发生器2306向电容器C_T提供第二电流 I2。

具体地，在各种实施例中，该电流发生器2306始终被启用，从而

-在相应半周期TA/TB开始的时刻与信号Vs指示谐振电流已经改变符号的时刻之间的时间段期间，电容器C_T从电流发生器2306 接收恒定电流I2＝Io(其中I1＝0，因为电流发生器2302被禁用)；

以及

-在信号Vs指示谐振电流已经改变符号的时刻与相应半周期 TA/TB结束的时刻之间的时间段期间，电容器C_T从电流发生器 2306接收恒定电流I2＝Io，并且从电流发生器2302接收与电流Ic 成比例的电流I1。

通常，特别是当使用备选充电和放电时(参见图4的实施例)，电流I2具有与电流I1相同的符号。因此，如图3所示，电流发生器 2306可以接收控制信号CTR2，以便切换电流I2的符号。

例如，这也在图4中示出，其中电流发生器2306利用提供电流 Io的电流发生器2114和提供电流-Io的电流发生器2116实现，其中电流发生器2114或2116之一根据信号S4被启用。相反，在图5所示的实施例中，电流发生器2306可以仅利用提供电流Io的电流发生器2114来实现。

例如，图8示出了图4所示的驱动器电路210a的实施例。

在图8所示的实施例中，电流Ic(例如，在输入级OA1的输出 Q1处)被提供给第一电流镜(Q2、Q3、Q4)的输入。例如，在该实施例中，电流镜利用双极型晶体管(诸如pnp双极型晶体管)来实现。因此，在所考虑的实施例中，电流Ic流过电流镜(例如，利用第一 pnp双极型晶体管来实现)的输入Q2，并且被镜像到电流镜(例如，利用第二pnp双极型晶体管实现)的第一输出Q3和电流镜(例如，利用第二pnp双极型晶体管实现)的第二输出Q4。因此，电流镜 (Q2-Q3)的输出Q3提供与电流Ic成比例的第一电流，并且电流镜 (Q2-Q4)的输出Q4提供与电流Ic成比例的第二电流。

然后，由电流镜(Q2-Q3)的输出Q3提供的该第一电流被施加到第二电流镜(Q5、Q6)(例如，利用诸如npn双极型晶体管等双极型晶体管实现)的输入Q5。因此，电流镜(Q5-Q6)的输出Q3提供与第一电流成比例的电流，该第一电流继而与电流Ic成比例。

在所考虑的实施例中，第一电流镜(Q2-Q4)的输出Q4和第二电流镜(Q5-Q6)的输出Q6都连接到节点N1。具体地，在各种实施例中，通过以合适的方式确定电流镜的尺寸，第一电流镜(Q2-Q4) 的输出Q4向节点N1提供电流k·Ic并且第二电流镜(Q5-Q6)的输出Q6向节点N1提供电流-k·Ic。

在所考虑的实施例中，该电路还包括分别用于选择性地禁用从第一电流镜(Q2-Q4)的输出Q4和从第二电流镜(Q5-Q6)的输出Q6 到节点N1的电流流动的子电路。

例如，在所考虑的实施例中，为了选择性地禁用从第一电流镜 (Q2-Q4)的输出Q4到节点N1的电流流动，第一子电路包括：

-二极管D1，连接在第一电流镜的输出Q4与节点N1之间；

-电子开关Q8，诸如双极型晶体管，例如npn双极型晶体管，连接在第一电流镜的输出Q4与接地之间，其中电子开关Q8根据二进制控制信号S1来驱动。

因此，当电子开关Q8闭合时，由第一电流镜(Q2-Q4)的输出 Q4提供的电流流到接地，并且二极管D1阻止来自节点N1的电流流动。

相反，在所考虑的实施例中，为了选择性地禁用从第二电流镜 (Q5-Q6)的输出Q6到节点N1的电流流动，第二子电路包括：

-电子开关Q7，诸如双极型晶体管，例如npn双极型晶体管，被配置为禁用第二电流镜(Q5-Q6)，其中电子开关Q8根据二进制控制信号S2来驱动。

因此，在所考虑的实施例中，电流镜Q2-Q4和第一子电路D1、 Q8实现提供电流k·Ic的充电电路2102，其中充电电路2102可以根据控制信号S1来禁用/启用，并且电流镜Q2-Q3、电流镜Q5-Q6和第二子电路(Q7)实现提供电流-k·Ic的放电电路2104，其中放电电路2104可以根据控制信号S2来禁用/启用。

如前所述，在所考虑的实施例中，控制电路2106被配置为根据电容器C_T(节点N1)处的电压V_CT和测量信号Vs来生成控制信号 S1和S2(图4)或控制信号S1和S5。

例如，在各种实施例中，与谐振电流成比例的信号Vs被提供给比较器2108，比较器2108因此生成指示信号Vs(谐振电流)是正还是负的二进制控制信号S3。例如，在图4所示的实施例中，电路2108 利用比较器CO1实现，比较器CO1在正输入端子处接收电压Vs，负输入端子连接到地，例如GND1，并且比较器CO1的输出提供信号 S3。因此，在所考虑的实施例中，当信号Vs(谐振电流)为正时，信号S3为高电平。

此外，在所考虑的实施例中，控制电路2106包括电路2110，该电路2110被配置为当电压V_CT小于下限阈值Vv时将二进制控制信号S4设置为第一逻辑电平(例如，设置为低电平)，并且当电压V_CT大于上限阈值Vp时将二进制控制信号S4设置为第二逻辑电平(例如，设置为高电平)。因此，电路2110实质上实现具有滞后的比较器，该滞后具有相应下限阈值Vv和上限阈值Vp。

例如，在各种实施例中，电路2106包括：

-第一比较器CO3，在负输入端子处接收电压V_CT，在正输入端子处接收电压Vv；

-第二比较器CO2，在正输入端子处接收电压V_CT，在负输入端子处接收电压Vp；以及

-设置重置触发器FF1，在设置输入端子处接收比较器CO3的输出处的信号，并且在重置输入端子处接收比较器CO2的输出处的信号，其中触发器FF1的输出(Q)提供信号S4。

在各种实施例中，信号S3和S4由电路2112阐述，以便生成信号S1和S2、以及用于开关SW1和SW2的驱动信号HSGD和LSGD。

具体地，在所考虑的实施例中，当信号S3指示谐振电流为负并且信号S4指示电压V_CT小于上限阈值Vp时，充电电路2102被启用。相反，在所考虑的实施例中，当信号S3指示谐振电流Is为正并且信号S4指示电压V_CT大于下限阈值Vv时，放电电路2104被启用。

在所考虑的实施例中，信号S4也被馈送到单稳态器件MF1。具体地，在关于信号S4的每个上升沿或下降沿的延迟Td之后，将单稳态器件MF1的输出设置为高电平。单稳态器件MF1的输出和信号S4 被馈送到逻辑门AND1(诸如AND门)，以便生成信号LSGD。此外，单稳态器件MF1的输出和信号S4的反相版本(例如，在触发器 FF1的反相输出处)被馈送到逻辑门AND2(诸如AND门)，以便生成信号HSGD。因此，本质上，单稳态器件MF1以及逻辑门AND1和AND2实现被配置为执行以下操作的电路：

-在关于信号S4中的上升沿的延迟Td之后，将信号LSGD设置为高电平(从而闭合低压侧电子开关SW2)；

-当信号S4变为低电平(与信号S4的下降沿基本同时)时，将信号LSGD设置为低电平(从而断开低压侧电子开关SW2)；

-在关于信号S4中的下降沿的延迟Td之后，将信号HSGD设置为高电平(从而闭合高压侧电子开关SW1)；以及

-当信号S4变为高电平(与信号S4的上升沿基本同时)时，将信号HDGD设置为低电平(从而断开高压侧电子开关SW1)。

通常，单稳态器件MF1也可以用诸如延迟线之类的其他延迟电路来实现。

因此，也如图6所示，当信号HSDG被设置为高电平(高压侧电子开关SW1闭合)并且谐振电流为正时，控制电路2106启用放电电路2104。一旦电压V_CT达到下限阈值Vv，则信号S4被设置为高电平，从而控制电路2106将信号HSDG设置为低电平。在(死区)时间Td 之后，控制电路2106然后将信号LSDG设置为高电平(低压侧电子开关SW2闭合)。一旦谐振电流变为负，则控制电路2106启用充电电路2102。一旦电压V_CT达到上限阈值Vp，则将信号S4被设置为低电平，从而控制电路2106将信号LSDG设置为低电平。在(死区) 时间Td之后，控制电路2106然后将信号HSDG设置为高电平。一旦谐振电流变为正，则控制电路2106再次启用放电电路2102。

具体地，在所考虑的实施例中，控制电路2106被配置为在电压 V_CT达到下限阈值Vv时结束时间间隔Δt1。具体地，在所考虑的实施例中，控制电路2106同时停用放电电路2104，并且一旦谐振电流变为正，则控制电路2106激活充电电路2102。类似地，控制电路2106 被配置为在电压V_CT达到上限阈值Vp时结束时间间隔Δt3。具体地，在所考虑的实施例中，控制电路2106同时停用充电电路2102，并且一旦谐振电流变为负，则控制电路2106激活放电电路2102。因此，虽然时间Td(电压e V_CT达到信号LSGD的上限阈值/重置的时刻与信号HSGD被设置的时刻之间)是固定的，但是电压e V_CT达到上限阈值Vp的时刻与放电电路被激活(因为谐振电流变为正)的时刻之间的时间Tz是可变的。

在所考虑的实施例中，电流发生器2114利用以下项来实现：

-偏置电路，诸如电阻器或电流发生器，生成电流Io；以及

-电流镜，例如利用诸如pnp双极型晶体管之类的双极型晶体管实现，其中电流镜的输入Q9接收由偏置电路提供的电流Io，并且电流镜的输出Q11连接到节点N2，节点N2继而连接到电容器 C_T。

在所考虑的实施例中，电流发生器2116利用以下项来实现：

-电流镜Q9-Q11的第二输出Q10；以及

-例如利用诸如npn双极型晶体管之类的双极型晶体管实现的第二电流镜，其中电流镜的输入Q12接收由第一电流镜的输出Q10 提供的电流，并且第二电流镜的输出Q13连接到节点N2。

具体地，第二电流镜Q12-Q13可以经由电子开关Q14来选择性地启用，电子开关Q14(诸如双极型晶体管)经由信号S4驱动。此外，电流镜Q9-Q11的输出Q11始终提供电流Io。因此，为了提供电流Io或-Io，可以确定电流镜Q12-Q13的尺寸(例如，经由镜像因子2)，以便向节点N2提供电流-2Io。

因此，在所考虑的实施例中，如果CO1的输出处的信号S2首先为高电平，则在输入处接收比较器CO1的取反输出和触发器FF1的输出Q的门NAND1的输出因此为高电平。连接在晶体管Q4与地 GND(对应于例如GND1)之间的晶体管Q8被导通，并且将流过双极型晶体管Q4的电流输送到地。由于FF1的输出Q为高电平，所以晶体管Q14导通，使得镜Q12-Q13截止并且Q11将电流Io输送到定时电容器C_T。以这种方式，C_T仅由电流Io充电，并且将观察到斜率为Io/C_T的上升电压斜坡。

在一段时间之后，谐振电流变为负，并且信号Vs也变为负：比较器CO1的输出(信号S3)将变为低电平，门NAND1的输入都将为高电平，并且因此，其输出(信号S1)将变为低电平。晶体管Q8 截止并且从晶体管Q4镜像的电流通过二极管D1输送到电容器C_T中。另一方面，由于触发器FF1的输出Q为低电平，所以接收信号Q的门NAND2的输出和比较器CO1的输出为高电平，从而连接在晶体管Q5和Q6的公共基极端子与接地GND之间的晶体管Q7导通，并且使镜Q5-Q6截止。来自晶体管Q4的电流kIc将添加到Io并且对电容器C_T充电，因此在其上将观察到斜率为(kIc+Io)/C_T的上升电压斜坡。具有这样的斜率的斜坡从谐振电路的电流为负(并且即，其符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的晶体管SW2导通时本身为负)相同)的时刻开始产生。

一旦电容器C_T上的电压达到参考电压Vp，则被配置为将电容器 C_T的端部处的电压V_CT与参考电压Vp进行比较的比较器CO2将其输出Q变为零的SR触发器FF1重置。这引起半桥被切换：输出LSGD 立即变为零，并且在由MF1和门AND2一起生成的延迟Td之后，门 AND2的输出HSGD变为高电平，并且半桥的晶体管SW1导通。门 NAND1的输出被强制为高电平，并且晶体管Q8导通；流过晶体管 Q4的电流被输送向地GND。反向偏置的二极管D1隔离电容器C_T，从而防止其通过晶体管Q8放电。同时，由于FF1的输出Q为低电平，所以晶体管Q14截止，使得镜Q12-Q13导通并且Q13吸收电流2Io；由于Q11仍然递送电流Io，因此定时电容器C_T通过等于Io的净电流被充电，并且将观察到斜率为-Io/C_T的下降电压斜坡。

到目前为止，镜Q5-Q6截止。然而，在门NAND2的输入处，信号Q现在为高电平，从而门的输出取决于比较器CO1的状态。由于半桥的晶体管SW2的导通时段，当半桥被切换时，电流为负，从而比较器CO1的输出仍然为低电平，门NAND2的输出为高电平，晶体管Q7为导通并且镜Q5-Q6截止。然而，由于切换，现在施加到谐振电路的电压为正，从而在短时间之后，谐振电路的电流和电压Vs也将变为正。CO1的输出变为高电平，两个输入都为高电平的NAND2 的输出变为低电平，并且镜Q5-Q6导通，从电容器C_T取出等于Ic的电流。在其上将观察到斜率为–(kIc+Io)/C_T的下降电压斜坡。具有这样的斜率的斜坡从谐振电路的电流为正并且其符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的MOSFET SW1导通时本身为正)相同的时刻开始产生。

放电继续进行，直到电压V_CT达到值Vv，此时比较器CO3再次将SR触发器FF1设置为高电平，使其输出Q变为高电平，并且仍然截止镜Q5-Q6和Q12-Q13，停止电容器C_T的放电。门NAND1的输出仍然为高电平，因为谐振电路的电流仍然为正并且比较器CO1的输出为高电平，晶体管Q8导通并且二极管D1被反向偏置。因此，对C_T充电的电流仅为Io。

然而，由于切换，现在施加到谐振电路的电压为负，从而，在短时间之后，谐振电路的电流和电压Vs也将变为负。比较器CO1的输出变为低电平，并且因此NAND1的输出也变为低电平，晶体管Q8 截止，并且流过晶体管Q4的电流再次为电容器C_T充电，等等。

因此，基本上，图4和图8所示的控制电路210a被配置为：

-当槽电压和电流具有相反符号(S3为高电平并且S4为高电平，或者S3为低电平并且S4为低电平)时，在开关周期Ts的时间间隔中，利用第一，非零，恒定电流Io对电容器C_T交替地充电和放电，

-当施加到谐振槽的电压与流过谐振槽的电流的符号相等(S3为高电平并且S4为低电平，或者S3为低电平并且S4为高电平) 时，在开关周期Ts的时间间隔中，利用第二恒定电流kIc+Io对电容器C_T交替地充电和放电，其中上述第二恒定电流包括表示反馈回路的电流Ic(其控制转换器的输出电压或输出电流)，并且大于第一非零恒定电流Io，以及

-当电容器电压V_CT接触下限阈值Vv或上限阈值Vp时，反复半桥并且使电容器C_T的充电/放电阶段反转。

描述在从t＝0开始并且在t＝Ts/2(开关周期为Ts)结束的半开关周期中电容器C_T的电荷的等式可以如下，在理想情况下，该半开关周期应当与半周期TA和TB的持续时间的相对应，并且其中在t＝Tz 时槽电流改变符号，其中电容器C_T上的波形的谷值电压用Vv(例如，等于1V)表示并且电容器C_T上的波形的峰值电压用Vp(例如，等于4V)表示：

注意，所命令的时移T_SH等于Ts/2-Tz，该等式可以重写为：

通过求解该等式以获取T_SH，可以找到将所命令的时移与控制电流Ic链接的控制律：

图9示出了与图5所示的实施例相一致的控制器件的电路示意图。

控制电流Ic(其由输出电压或电流的负反馈控制回路调制)再次被提供给可选输入级，该输入级包括运算放大器OA1和晶体管Q1(另请参见图8的相应描述)。因此，运算放大器OA1的输出控制双极型晶体管Q1，从而允许电流Ic再次传递向电流镜Q2-Q4，该电流镜Q2-Q4例如由双极型晶体管实现，诸如连接到电源电压Vdd的pnp 双极型晶体管。因此，在被启用时，电流镜的输出Q4再次向节点N1 提供电流kIc，该节点N1也连接到电容器C_T。

图9还示出了用于启用电流镜Q2-Q4的输出Q4的备选子电路，其也可以代替二极管D1和电子开关Q8使用。

具体地，在所考虑的实施例中，电流镜Q2-Q4可以经由电子开关 Q8a(例如，pnp双极型晶体管)选择性地禁用。在所考虑的实施例中，为了正确地驱动电子开关Q8a的控制端子(例如，相应晶体管的基极端子)，该子电路还可以包括上拉电阻器R1、以及连接(可选地通过另一电阻器R2)在电子开关Q8a的控制端子与接地(例如， GND1)之间的电子开关Q8a。因此，在所考虑的实施例中，信号S1 可以被施加到电子开关Q8b的控制端子。

因此，在所考虑的实施例中，电流镜Q2-Q4以及包括组件Q8a、 R1、R2和Q8b的子电路实现图5的提供电流kIC的电流发生器2102，该电流发生器2102可以根据控制信号S1选择性启用/禁用。

在所考虑的实施例中，电流发生器2114经由以下各项来实现(类似于图8所示的实施例)：

-被配置为生成电流Io的偏置电路，诸如电阻器R3；以及

-电流镜Q9-Q11，其在输入Q9处接收电流Io，并且在输出Q11 处向节点N2提供电流Io，该节点N2再次连接到电容器C_T。

因此，在所考虑的实施例中，当电流镜Q2-Q4被启用时，即，当集电极和发射极端子耦合在电源电压Vdd与晶体管Q2和Q4的基极端子之间的双极型晶体管Q8a截止时，镜Q2-Q4向节点N1/电容器 C_T提供电流kIc，从而对其充电。当双极型晶体管Q8b截止时，双极型晶体管Q8a截止(并且镜Q2、Q4导通)；当由异或门XOR1驱动的双极型晶体管Q8b导通时，双极型晶体管Q8a导通(并且镜Q2、 Q4截止)。电容器C_T也通过由Q9、Q11和R3组成的电流源(假定 Vdd>>Vbe，定义Io的值Io≈Vdd/R3)递送的电流Io充电。在各种实施例中，该发生器始终接通的。

与图5的描述相一致，在所考虑的实施例中，驱动器电路210a 还包括重置电路2118。具体地，在所考虑的实施例中，重置电路2118 利用电子开关Q6(诸如npn双极型晶体管Q6)实现，该电子开关 Q6被配置为例如通过根据控制信号S5将节点N1接地来将电容器C_T短路。

因此，在所考虑的实施例中，控制电路2106必须生成各种控制信号。通常，与图8的描述相一致，比较器CO1用于根据测量信号 Vs生成控制信号S3。

此外，在每个半周期TA/TB期间，驱动器电路210a被配置为：

a)当信号Vs指示谐振电流已经改变符号时，启用电流发生器 2102，即，启用电流镜Q2-Q4的输出Q4；

b)确定电压V_CT何时达到阈值Vp；以及

c)当电压V_CT达到阈值Vp时，重置电容器C_T并且开始新的半周期。

为此，该电路再次包括被配置为确定电压V_CT何时达到/超过阈值 Vp的比较器CO2。然后，可以将比较器的输出提供给可选的触发发生器电路，例如，以单稳态电路MF2的形式，该触发发生器电路被配置为在半周期TA和TB结束时生成用于重置电容器C_T的控制信号 S5。

在所考虑的实施例中，比较器CO2的输出也被提供给触发器FF1，触发器FF1响应于比较器的输出处的信号的每个上升沿而改变输出电平。例如，在各种实施例中，使用J-K触发器，该J-K触发器接收比较器CO2的输出处的信号作为时钟信号。通常，这样的J-K触发器可以与提供相应值的电路相关联，以便例如通过将“1”施加到J-K 触发器FF1的J端子并且将“1”施加到J-K触发器FF1的K端子来执行输出电平的反复/反转。因此，触发器FF1的输出可以再次用作控制信号S4。

在所考虑的实施例中，然后可以使用诸如XOR门等逻辑门XOR1 来根据信号S3和S4生成信号S1，因为当信号S3为高电平并且信号 S4为低电平或者信号S3为低电平并且信号S4为高电平时，应当启用电流kIc。实际上，在图5和图9所示的实施例中，驱动器电路210a被配置为：

-当槽电压和电流具有相反符号(S3为高电平并且S4为高电平，或者S3为低电平并且S4为低电平)时，在开关半周期TA、TB 的时间间隔Tz中，利用第一非零恒定电流Io对电容器C_T充电，

-当施加到谐振槽的电压和流过谐振槽的电流的符号相等(S3为高电平并且S4为低电平，或者S3为低电平并且S4为高电平) 时，在开关半周期(TA、TB)的时间间隔中，利用第二恒定电流kIc+Io对电容器C_T充电，其中第二(恒定)电流包括表示反馈回路的电流Ic(其控制转换器的输出电压或输出电流)，并且大于第一非零恒定电流Io，以及

-当电容器电压C_T达到阈值电压Vp时，反复半桥并且重置电容器C_T。

在所考虑的实施例中，例如可以通过使用单稳态电路MF1以及两个逻辑门AND1和AND2，如图8所示根据信号S4(及其反相版本)生成信号LSGD和HSGD。

具体地，在所考虑的实施例中，电容器C_T上的电压V_CT最初为零。初始化电路2117将触发器FF1的输入J和K分别设置为例如“0” 和“1”，使得其输出Q(信号S4)为低电平(并且因此其非Q为高电平)，然后设置J＝K＝“1”。从而，从现在开始，触发器FF1将在从比较器CO2施加到其异步输入/时钟输入的每个正沿处充当 Toggle，比较器CO2被适配以将跨电容器C_T的电压V_CT与参考电压 Vp进行比较。由于信号S4被断言为低电平，所以在由单稳态器件MF1和门AND1一起执行的延迟Td之后，输出LSGD变为高电平，并且半桥的低压侧晶体管导通。信号Vs最初为正，使得比较器CO1 的输出(信号S3)首先为高电平，接收信号S3和S4的“异或”端口XOR1的输出(信号S1)因此为高电平。双极型晶体管Q8b导通并且因此双极型晶体管Q8a也导通，因此镜Q2-Q4截止，电容器C_T仅由电流Io充电，并且将观察到斜率为Io/C_T的斜坡。

当由于槽电流的自然发展(evolution)而使信号Vs变为负时，信号S3变为低电平，门XOR1的输入都将为低电平，并且因此其输出(信号S1)将变为低电平。晶体管Q8b截止，晶体管Q8a因此截止，并且镜Q2-Q4导通，使得流过晶体管Q4的电流kIc对电容器C_T充电，并且在其上观察到斜率为(kIc+Io)/C_T的上升电压斜坡。这样的较高斜率斜坡从谐振电路的电流变为负(即，其符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的低压侧晶体管本身导通时为负)相同) 的时刻开始产生。

一旦电容器C_T上的电压V_CT达到参考电压Vp，则比较器CO2的输出变为高电平，从而使触发器FF1的输出的状态反转，触发器FF1 的输出Q(信号S4)变为高电平(并且非Q变为低电平)。这导致半桥被切换：输出LSGD立即变为零，并且在由单稳态器件MF1和门AND2一起生成的延迟Td之后，输出HSGD变为高电平，并且半桥的高压侧晶体管SW1导通。

同时，比较器CO2的输出变为高电平触发单稳态器件MF2，该单稳态器件MF2释放短脉冲，该短脉冲暂时导通双极型晶体管Q6，从而使电容器C_T快速放电。由MF2输出的脉冲的持续时间以及因此 Q6的导通时间应当足以使C_T完全放电，使得电压V_CT基本上重置为零。

信号Vs仍然为负，从而比较器CO1的输出(信号S3)为低电平，并且由于信号S4为高电平，门XOR1的输出(信号S1)被强制为高电平，并且因此晶体管Q8b和Q8a导通，因此截止电流镜Q2-Q4。再次，电容器C_T仅由电流Io充电，并且观察到斜率为Io/C_T的斜坡，只要电压Vs保持为负。

然而，由于开关，现在施加到谐振电路的电压为正，从而在短时间之后，谐振电路的电流也将变为正，并且因此电压Vs也将为正。比较器CO1的输出(信号S3)变为高电平，两个输入都为高电平(信号S3和S4)的门XOR1的输出(信号S1)变为低电平，晶体管Q8b 和Q8a截止，并且电流镜Q2-Q4接导通以利用其电流kIc对电容器 C_T充电。在其上将观察到斜率为(kIc+Io)/C_T的上升电压斜坡。这样的斜坡从谐振电路的电流为正并且即，其符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的高压侧晶体管导通时本身为正)相同的时刻开始产生。

充电继续进行，直到跨电容器C_T的电压再次达到值Vp，并且CO2 的输出变为高电平，因此将FF1的输出的状态反转，其输出Q(信号 S4)变为零。这导致半桥被切换：输出HSGD立即变为零，并且在由 MF1和门AND1一起生成的延迟Td之后，输出LSGD变为高电平，并且半桥的低压侧晶体管导通。

同时，CO2的输出变为高电平触发单稳态器件MF2，该单稳态器件MF2释放短脉冲，该脉冲暂时导通双极型晶体管Q6，从而使电容器C_T快速放电。由MF2输出的脉冲的持续时间以及然后Q6的导通时间应当再次足以使C_T完全放电，使得电压V_CT基本上重置为零，并且开始具有上述相同相位的新的周期。

同样在这种情况下，反馈电流Ic控制谐振电路的电流的过零与半桥的随后开关之间的时间距离。描述该电路的操作和所得到的控制律的等式可以通过(1)、(2)和(3)找到，其中Vv＝0。

发明人已经观察到，本文中公开的实施例允许实现驱动器电路 210a，该驱动器电路210a不太容易将所生成的方波的占空比从50％进行更改，并且因此能够减轻谐振电流中的不对称性和次级电流的不均匀分布的问题。

例如，参考图9所示的实施例，并且假定零电流比较器CO1具有正偏移，例如5mV，则只要电压Vs小于5mV，则槽电流被识别为负，并且仅当Vs大于5mV时才为正。因此，在正半周期TB中(即，当半桥的高压侧开关SW1闭合时)，当槽电流已经大于零时，检测到槽电流的正过零，并且随后在负半周期TA中(即，当半桥的低压侧开关SW2闭合时)，当槽电流仍然大于零时，检测到槽电流的负过零。结果，利用固定的所命令的时移T_SH，正半周期TB的持续时间将比负半周期TA长。

在没有上述补偿技术的情况下，例如Io＝0，则所命令的时移T_SH在两个半周期中完全相同，因此过零时刻的检测中的任何失配ΔTz 都将转换为两个半周期的持续时间中的相同失配。

利用所提出的方法，仅通过所提出的补偿技术，在慢充电阶段结束时的斜坡的值将在正半周期TB(其持续时间更长)中高于在负半周期TA(其较短)中。因此，在正半周期TB中，斜坡达到参考电平Vp将花费更短的时间，而在负半周期TA中花费更长的时间。在两个半周期中所命令的时移的失配ΔT_SH将具有与ΔTz相反的符号，因此倾向于补偿ΔTz。

一般而言，引起检测到Vs信号的过零的时刻Tz的变化ΔTz的其他扰动也可以部分地由变化ΔT_SH来补偿，该变化ΔT_SH将减小所得到的半周期的持续时间的变化。

值得注意的是，在所考虑的实施例中，恒定电流源Io沿着每个开关半周期(TA或TB)始终是活动的。

作为备选选项，该电流源可能仅在每个半周期TA/TB的第一间隔 Tz期间(即，针对0≤t≤Tz)处于活动状态，因此，针对Tz<t≤Ts/2在每个开关半周期中斜坡的斜率将为±kIc/C_T(而不是±(kIc+Io)/C_T)。

作为另一备选选项，恒定电流源Io可能仅在时间间隔Tz<t≤Ts/2 期间处于活动状态，而电流±kIc在每个开关半周期内始终处于活动状态，因此对于0≤t≤Tz，斜坡的斜率将为±kIc/C_T，并且在开关半周期的其余时间内，再次为±(kIc+Io)/C_T。

实际上，发明人已经观察到，可以使用被配置为在时间间隔 0≤t≤Tz中生成较小斜率并且在时间间隔Tz<t≤Ts/2中生成较大斜率的任何电流发生器(或电流发生器的组合)。

在到目前为止所考虑的实施例中，斜坡的幅度是恒定的，并且反馈电流Ic在时间间隔Tz<t≤Ts/2以及可选地也在时间间隔0≤t≤Tz 中调制斜坡的斜率，从而调制所命令的T_SH。通常，通过保持斜坡的斜率恒定(在时间间隔0≤t≤Tz中的斜率较小而在时间间隔Tz<t≤Ts/2中的斜率较大)并且根据电流Ic来调制/改变斜坡的幅度，可以实现对时间T_SH的类似调制。该调制可以涉及两个电压电平 Vp或Vv中的任何一个(或两者)。

例如，图10示出了与图8所示的布置相一致的实施例，其中反馈电流Ic仅调制电压电平Vp。

在这种情况下，电流镜Q2-Q3/Q2-Q4的输入Q2连接到偏置电路，诸如电阻器R1，该偏置电路被配置为生成(恒定)参考电流Iref。因此，当被启用时，输出Q4向节点N1提供电流k·Iref，并且电流镜 Q5-Q6的输出Q6向节点N1提供电流-k·Iref。

如前所述，与其中Vp在内部固定并且控制电流Ic确定斜坡V_CT的斜率的先前实施例不同，在这种情况下，控制电流Ic(其可以再次从外部引脚接收)用于调制参考电压Vp。例如，在所考虑的实施例中，接收电流Ic的端子(例如，直接地)连接到电阻器R3的第一端子，并且电阻器R3的第二端子(例如，直接地)连接到电源电压Vdd。因此，电阻器R3的第一端子处的电压可以用作参考电压Vp，其中 Vp＝Vdd-R3·Ic。

发明人已经观察到，该操作仍然与回路的所需要的操作相一致：在其中Ic控制斜坡V_CT的斜率的实施例中，较大的Ic产生较快的电荷，并且因此产生较短的T_SH；反之亦然，较小的Ic产生较慢的电荷，并且因此产生较长的T_SH。类似地，在该实施例中，较大的Ic产生较小的Vp，并且因此产生较短的T_SH；较小的Ic产生较大的Vp，并且因此产生较长的T_SH。

其余的框/电路以及该电路的操作与图8所示的电路的相同，因此将不再赘述。

因此，将所命令的时移T_SH与控制电压Vp链接的控制律(其是控制电流Ic的函数)为：

因此，在所考虑的实施例中，驱动器电路210a被配置为：

-当槽电压和电流具有相反符号时，在开关周期的时间间隔中，利用第一非零恒定电流Io对电容器C_T交替地充电和放电，

-当施加到谐振槽的电压和流过谐振槽的电流具有相等的符号时，在开关周期的时间间隔中，利用大于第一非零恒定电流的第二恒定电流对电容器C_T交替地充电和放电；以及

-当电容器电压达到下限阈值或上限阈值时，反复半桥并且使电容器C_T的充电/放电阶段反转，其中(至少)上限阈值根据反馈控制信号Ic来确定。

通常，虽然在上述实施例中，已经使用了固定电流Io和可选的 Iref，但是也可以例如通过提供驱动器电路210a的端子以连接到相应的外部偏置电路(诸如外部电阻器R2或电阻器R1)来使这些电流中的一个或多个可设置。

相反，图14示出了其中可以经由电压信号来设置电流的实施例。例如，在所考虑的实施例中，电压信号经由电阻性分压器来提供，该分压器包括连接在诸如输入电压Vin之类的电压与接地(例如， GND1)之间的两个电阻器R5和R6。例如，这具有的优点在于，电压信号根据输入电压Vin来确定(与其成比例)。例如，这提供了一种前馈控制，以允许减少在输入电压Vin发生变化时保持输出电压(或电流)稳定所需要的控制信号Ic的变化，从而进一步改进了对输入电压变化的瞬态响应和输入电压纹波的抑制。

在所考虑的实施例中，电压信号(例如，在电阻器R6处)连接到运算放大器OA2的第一(例如，非反相)输入，运算放大器OA2 的输出连接到可变电流发生器Q20(例如，利用(例如，npn)双极型晶体管实现)。电流发生器Q20的输出经由电阻器R7连接到地，从而在电阻器处生成与由电流发生器Q20提供的电流成比例的电压。通过将电压连接到运算放大器OA2的第二(例如，反相)输入端子，运算放大器OA2将实质上改变输出信号，从而改变由电流源Q20提供的电流，以便在电阻器R7的第一输入端子上强加(impose)电压信号。

在所考虑的实施例中，电流镜Q21-Q22(例如，可以利用(例如， pnp)双极型晶体管实现)可以用于提供与电压信号成比例的电流。

在图9的实施例中，也可以执行与关于图10讨论的类似的修改。具体地，在这种情况下，可以根据信号S1选择性地启用的电流发生器2102提供电流k·Iref，并且电流发生器2114始终提供电流Io。

例如，在图11中示出了一个实施例，其中两个电流发生器2102 和2114都利用相同的电流发生器实现，该电流发生器包括：

-第一偏置电路，诸如第一电阻器R1，

-电子开关Q8，被配置为根据控制信号S1选择性地启用第一偏置电路，以及

-第二偏置电路，诸如第二电阻器R2，被配置为提供电流Io，

-电流镜Q2-Q4，其中电流镜的输入Q2连接到第一偏置电路和第二偏置电路。

具体地，在所考虑的实施例中，电容器C_T由电流镜Q2-Q4的输出Q4所递送的电流充电。在所考虑的实施例中(当使用电阻器作为偏置电路时)，该电流的值取决于电子开关Q8/信号S1的状态来不同地限定：假定Vdd＞Vbe，当电子开关Q8截止时，输出Q4提供电流Io₁≈Vdd/R2，并且当电子开关Q8导通时，输出Q4提供电流Io₂≈Vdd/(R1//R2)(电阻器R1和R2的并联连接，其中 Io₂＞Io₁。

具体地，考虑到信号S1的逻辑电平，电子开关Q8由取反/反相信号S1驱动，即，当信号S1为高电平时(即，当槽电流和所施加的电压具有相反的符号时)，电子开关Q8截止，并且当信号S1为低电平时(即，当槽电流和所施加的电压具有相同的符号时)电子开关 Q8导通。

在所考虑的实施例中，该电流发生器始终接通，但是可以在C_T的放电/重置期间可选地断开以减少总消耗。这同样适用于关于图5 和图9描述的实施例。

此外，与图10的描述相一致，连接到电源电压的电阻器R3可以用于根据电流Ic生成参考电压Vp。

其余的框/电路以及该电路的操作与图9所示的电路的相同，因此不再赘述。

因此，在所考虑的实施例中，电容器C_T上的电压V_CT最初为零。初始化电路2117将触发器FF1的输入J和K分别设置为“0”和“1”，使得其输出Q(信号S4)为低电平，然后电路2117设置J＝K＝“1”。因此，从现在开始，触发器FF1将在从比较器CO2施加到其异步/时钟输入的每个正沿处充当Toggle，比较器CO2被适配以将跨电容器 C_T的电压V_CT与根据控制电流Ic而确定的参考电压Vp进行比较。由于Q(信号S4)被断言为低电平，所以在由在输入处具有触发器FF1 的输出Q(信号S4)的单稳态器件MF1和门AND1一起执行的延迟 Td之后，输出LSGD变为高电平，并且半桥的低压侧晶体管SW2导通。信号Vs最初为正，使得比较器CO1的输出首先为高电平，在输入处接收比较器CO1的输出和触发器FF1的输出Q(信号S4)(当前为低电平)的“异或”端口XOR1的输出(信号S1)因此为高电平。因此，双极型晶体管Q8截止，并且电流发生器Q2-Q4利用电流 Io₁对电容器C_T充电，并且将观察到斜率为Io₁/C_T的斜坡。

当由于槽电流自然发展而使信号Vs变为负时，比较器CO1的输出(信号S3)将变为低电平，门XOR1的输入都将为低电平，并且因此其输出(信号S1)将变为低电平。因此，晶体管Q8导通，并且电流发生器Q2-Q4利用电流Io₂对电容器C_T充电，其中通常 Io₂＝k·Io₁，并且在其上将观察到斜率为Io₂/C_T的上升电压斜坡。这样的(k倍)较高斜率斜坡从谐振电路的电流变为负(即，其符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的低压侧晶体管导通时本身为负)相同)的时刻开始产生。

一旦电容器C_T上的电压V_CT达到参考电压Vp，则比较器CO2的输出变为高电平，从而使触发器FF1的输出(信号S4)的状态反相，该触发器的输出Q(信号S4)变为1。这导致半桥被切换：输出LSGD 立即变为零，并且在由单稳态器件MF1和门AND2一起生成的延迟 Td之后，输出HSGD变为高电平，并且半桥的高压侧晶体管导通。

同时，CO2的输出变为高电平触发单稳态器件MF2，该单稳态器件MF2释放短脉冲，该脉冲暂时导通双极型晶体管Q6，从而使电容器C_T快速放电。由MF2输出的脉冲的持续时间以及然后Q6的导通时间应当足以使C_T完全放电，使得电压V_CT基本上重置为零。

信号Vs仍然为负，因此比较器CO1的输出为低电平，并且由于 Q(信号S4)为高电平，门XOR1的输出(信号S1)被强制为高电平，并且因此晶体管Q8截止。同样，电容器C_T由电流发生器Q2-Q4 递送的电流Io₁充电，并且观察到斜率为Io₁/C_T的斜坡，只要电压Vs 保持为负。

然而，由于切换，现在施加到谐振电路的电压为正，从而在短时间之后，谐振电路的电流也将变为正，并且因此电压Vs也将为正。比较器CO1的输出(信号S3)变为高电平，两个输入都为高电平的门XOR1的输出(信号S1)变为低电平，晶体管Q8导通，并且电流发生器Q2-Q4利用其电流Io₂对电容器C_T充电。在其上将观察到斜率为Io₂/C_T(k倍大于Io₁/C_T)的上升电压斜坡。这样的斜坡从谐振电路的电流为正并且即，其符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的高压侧晶体管SW1导通时本身为正)相同的时刻开始产生。

这种较快充电继续进行，直到跨电容器C_T的电压再次达到值Vp，并且CO2的输出变为高电平，因此将FF1的输出的状态反转，其输出Q(信号S4)变为零。这导致半桥被切换：输出HSGD立即变为零，并且在由MF1和门AND1一起生成的延迟Td之后，输出LSGD 变为高电平，并且半桥的低压侧晶体管SW2导通。

同时，CO2的输出变为高电平触发单稳态器件MF2，该单稳态器件MF2释放短脉冲，该脉冲暂时导通双极型晶体管Q6，从而使电容器C_T快速放电。由MF2输出的脉冲的持续时间以及然后Q6的导通时间应当足以使C_T完全放电，使得电压V_CT基本上重置为零，并且开始与上述相同相位的新的周期。

遵循用于导出(1)、(2)、(3)和(4)的相同的方法，可以找到描述该电路的操作和所得到的控制律的等式，其中Vv＝0。结果为：

因此，在所考虑的实施例中，驱动器电路210a被配置为在每个半周期(TA或TB)期间执行以下步骤：

-当槽电压和电流具有相反符号时(即，在比较器CO1发信号谐振电流已经改变符号之前)，在开关半周期(TA或TB)的第一时间间隔Tz中，利用第一非零恒定电流对电容器C_T充电，

-当施加到谐振槽的电压和流过谐振槽的电流具有相等的符号时， (即，在比较器CO1发信号谐振电流已经改变符号之后)，在开关半周期的第二时间间隔中，利用比第一非零恒定电流大的第二恒定电流对电容器C_T充电，直到上限参考电压Vp，该上限参考电压Vp是反馈信号Ic的函数，反馈信号Ic表示控制转换器的输出电压或输出电流的反馈回路，以及

-当电容器电压V_CT达到上限参考电压时，反复半桥并且重置电容器C_T(并且结束相应半周期TA或TB)。

因此，在到目前为止讨论的实施例中，在每个半周期TA和TB 期间，积分电路2300被配置为：

-在相应间隔(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号S3 发信号谐振电流已经改变符号/达到零(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相反符号)的时刻之间的第一间隔(Tz)期间，通过对具有给定的第一(并且优选恒定的)幅度的信号进行积分来生成积分信号INT(例如，V_CT)；以及

-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较器CO2发信号积分信号已经达到给定阈值(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相同符号)的时刻之间的第二间隔期间，通过对具有给定的第二幅度的信号进行积分来生成积分信号INT(例如，V_CT)，其中第二幅度通常大于第一幅度。

具体地，在关于图3至图9讨论的实施例中，驱动器电路210a 被配置为根据反馈控制信号Ic来确定第二时间间隔期间的第二幅度 (以及可选地还确定第一时间间隔期间的第一幅度)，而阈值Vp保持恒定。相反，在图10和图11所示的实施例中，驱动器电路210a 被配置为根据反馈控制信号Ic来确定阈值Vp(和/或Vv)，而第一幅度和第二幅度在第一时间间隔和第二时间间隔期间保持恒定。

通常，虽然到目前为止已经处理了电流信号(Ic、Iref和Io)，但是也可以将这些信号替换为电压信号。此外，代替执行模拟处理，至少一部分操作也可以以数字方式实现，例如借助于数字微处理器的适当编程。

例如，图12示出了一种可能的实现，其中图10的部分框以数字方式实现。

具体地，在所考虑的实施例中，驱动器电路210a包括用于确定指示反馈信号Ic的数字信号的模数转换器(ADC)2400。例如，在所考虑的实施例中，反馈电流Ic连接到电阻器R3的第一端子，并且电阻器的第二端子连接到电源电压Vdd。因此，ADC 2400可以转换电阻器R3的第一端子处的电压。通常，用于Ic到Vp转换的电路(R3)、和/或ADC 2400可以在驱动器电路210a的集成电路的内部或外部。

因此，在所考虑的实施例中，由ADC 2400获取的数字采样对应于(或通常可以用于确定)上限阈值Vp的数字版本Vp*。

在所考虑的实施例中，该二进制字Vp*被施加到(数字)多路复用器MUX2的一个输入，在另一输入上，该(数字)多路复用器MUX2 接收指示下限阈值Vv的二进制字Vv*。由多路复用器MUX2选择的数字信号被施加到数字比较器CO2的反相输入。数字比较器CO2还在其非反相输入上接收上下N位计数器2406的输出。

在所考虑的实施例中，计数器2406的计数器方向和由多路复用器MUX2执行的选择根据由比较器CO2提供的信号来确定，并且在每个开关半周期(TA或TB)的开始被反转：当比较器CO2的输出为低电平时，计数器2406递增计数，并且MUX2向CO2的反相输入提供Vp*；当比较器CO2的输出为高电平时，计数器2406递减计数，并且MUX2向CO2的反相输入传递Vv*。

例如，在图12所示的实施例中，比较器CO2的输出可以再次被馈送到具有相关联的初始化电路2117的J-K触发器，其因此提供指示半周期为间隔TA(低压侧开关闭合)还是TB(高压侧开关闭合) 的信号S4。

相反，图13示出，在数字实现中，触发器FF1并不是严格必需的(并且可以省略)，因为当立即切换多路复用器MUX2处的阈值时，比较器CO2的输出处的信号直接对应于信号S4。然而，在这种情况下，优选地使用被配置为选择用于计数器2406和多路复用器 MUX2的初始配置的电路2408。

在所考虑的实施例中，数字计数器2406因此被配置为(在每个半周期TA或TB中)：

-在相应间隔(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号S3 发信号谐振电流已经改变符号/达到零(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相反符号)的时刻之间的第一间隔(Tz)期间，通过以第一步长STEP1对计数值进行积分(即，增加或减少)来生成积分信号INT；以及

-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较器CO2发信号通知积分信号已经达到给定阈值的时刻之间的第二间隔期间，通过将计数值以第二步长STEP2 进行积分(即，增加或减少)来生成积分信号INT，其中第二步长大于第一步长。

例如，在图12中，复用器MUX3用于根据信号S3向计数器2406 提供步长STEP1或STEP2(例如，再次在接收信号S3和S4的XOR 门XOR1的输出处)。

相反，如图13所示，步长也可以保持恒定，但是计数器时钟信号改变，即：

-在相应间隔(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号S3 发信号谐振电流已经改变符号/达到零(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相反符号)的时刻之间的第一间隔(Tz)期间，通过响应于第一时钟信号CLK1以恒定步长对计数值进行积分(即，增大或减小)来生成积分信号INT；以及

-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较器CO2发信号积分信号已经达到给定阈值的时刻之间的第二间隔期间，通过响应于第二时钟信号CLK2以恒定步长对计数值进行积分(即，增加或减少)来生成积分信号INT，其中第二时钟信号CLK2比第一时钟信号CLK1快。

例如，在所考虑的实施例中，经由多路复用器MUX3从时钟信号 CLK1和CLK2之中选择计数器2406的时钟信号，该多路复用器 MUX3经由在输入处接收信号S3和S4的逻辑(例如，XOR门)XOR1 来驱动。例如，时钟信号CLK1可以借助于分频器从时钟信号CLK2 导出。在所考虑的实施例中，信号S3如先前的实施例一样再次经由模拟比较器CO1来确定。

通常，块MF1以及门AND1和AND2也可以经由对应的数字处理来实现，以便设置：

-响应于信号S4的上升沿，在延迟Td之后立即将信号LSGD设置为低电平并且将信号HSGD设置为高电平；以及

-响应于信号S4的下降沿，在延迟Td之后立即将信号HSGD设置为低电平并且将信号LSGD设置为高电平。

因此，在图12和图13所示的实施例中，例如，由于初始化电路 2117或2408，计数器2406最初被设置为零，计数方向是向上的，并且多路复用器MUX2提供值Vp*。与此一致的是，比较器CO2的输出为低电平，使得驱动信号HSGD被断言为低电平，并且在延迟Td 之后(例如，经由在输入处具有触发器FF1的输出Q的单稳态器件 MF1和门AND1一起)，输出LSGD变为高电平，并且半桥的低压侧晶体管SW2导通。

假定信号Vs最初为正，因此比较器CO1的输出(信号S3)首先为高电平，因此端口XOR1的输出(信号S1)为高电平。因此，多路复用器MUX3选择较小的步长STEP1(图12)或较慢的时钟信号 CLK1(图13)，并且计数器2406开始计数。当由于槽电流的自然发展而使信号Vs变为负时，比较器CO1的输出(信号S3)将变为低电平，门XOR1的输入都将为低电平，并且因此其输出(信号S1)将变为低电平。因此，多路复用器MUX3选择较大的步长STEP2(图12)或较快的时钟信号CLK2(图13)，并且计数器继续计数。

因此，在两种情况下，计数器2406的输出处的信号INT的有效增加率/梯度(关于给定参考周期，例如1s)从谐振电路的电流变为负的时刻(即，其符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的低压侧晶体管导通时本身为负)相同)开始增加。

一旦计数器2406的输出处的信号INT达到参考数字字Vp*，则数字比较器CO2的输出变为高电平，从而将信号S4设置为高电平。这导致半桥被切换：输出LSGD立即变为零，并且在延迟Td(例如，由单稳态器件MF1和门AND2一起生成)之后，输出HSGD变为高电平，并且半桥的高压侧晶体管SW1导通。

同时，由于信号S4为高电平，计数器2406将其方向从向上反转为向下，并且多路复用器MUX2输出Vv*，这确认CO2的输出保持为高电平。如上所述，由于这个原因，可以省略触发器FF1。

信号Vs仍然为负，从而比较器CO1的输出(信号S3)为低电平，并且由于信号S4为高电平，门XOR1的输出(信号S1)被强制为高电平。因此，多路复用器MUX3选择较小的步长STEP1(图12)或较慢的时钟信号CLK1(图13)，并且计数器2406开始递减计数。当由于槽电流的自然发展而使信号Vs变为正时，比较器CO1的输出 (信号S3)将变为高电平，门XOR1的输入都将为高电平，并且因此其输出(信号S1)将变为低电平。因此，多路复用器MUX3选择较大的步长STEP2(图12)或较快的时钟信号CLK2(图13)，并且计数器继续计数。

因此，在两种情况下，计数器2406的输出处的信号INT的有效增加率/梯度(关于给定参考周期，例如1s)从谐振电路的电流变为正的时刻(即，其符号与施加到谐振电路本身的电压的符号(当半桥的低压侧晶体管导通时本身为正)相同)开始增加。

一旦计数器2406的输出处的信号INT达到参考数字字Vv*，则数字比较器CO2的输出变为低电平，从而将信号S4设置为低电平。这导致半桥被切换：输出HSGD立即变为低电平，并且在延迟Td(例如，由MF1和门AND1一起生成)之后，输出LSGD变为高电平，并且半桥的低压侧晶体管SW2导通。

同时，由于数字比较器CO2的输出为低电平，计数器将其方向从向下反转为向上，并且多路复用器MUX2选择值Vp*，这确认CO2 的输出保持为低电平，并且开始具有如先前所述的相同相位的新周期。

因此，同样在数字实现中，在每个半周期TA和TB期间，积分电路2300被配置为：

-在相应间隔(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号S3 发信号谐振电流已经改变符号/达到零(即，谐振槽处的电压和谐振电流具有相反符号)的时刻之间的第一间隔(Tz)期间，生成具有第一(非零)上升速率/梯度的积分信号INT(例如，V_CT)；以及

-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较器CO2发信号积分信号已经达到给定阈值的时刻之间的第二间隔期间，生成具有第二上升速率/梯度的积分信号 INT(例如，V_CT)，其中第二上升速率/梯度大于第一上升速率/ 梯度。

同样在这种情况下，可以根据反馈控制信号Ic来确定半周期TA 和TB中的至少一个的第二上升速率/梯度或备选地确定阈值(Vp和 Vv，或仅Vp)。

通常，时钟信号CLK1和/或CLK2的频率、或步长STEP1和/或 STEP2可以是可设置的。

因此，从本质上讲，积分信号INT产生于以下项的组合：

-在完整的半周期TA或TB期间，由恒定信号(例如，Io)的积分产生的第一线性部分/斜坡信号，以及

-仅在第二时间间隔内，由第二信号(例如，Iref或kIC)的积分产生的第二(通常是线性的)部分/斜坡。

因此，信号INT可以被认为是两个斜坡的叠加，一个斜坡开始于每个半周期的开始，另一斜坡开始于零电流比较器检测到谐振电流的符号变化的时刻。在到目前为止所考虑的实施例中，该斜坡叠加主要是通过对(模拟或数字)积分器的输入处的信号求和(或总体上修改) 来实现的。然而，通常，代替将信号Io添加到积分电路的输入，也可以将对应的第一线性部分/斜坡信号也直接添加到积分电路的输出。

例如，这在图15中示意性地示出，其本质上基于图9的实施例。

具体地，已经关于图9引入了以下修改：

-已经移除了电流发生器2114(例如，利用组件R3、Q9和Q11 实现)；

-已经添加了斜坡发生器2122，其中斜坡发生器2122本质上提供与恒定值(其对应于例如前述电流Io)的积分相对应的电压信号 Vx；以及

-已经添加了(电压)加法器2120，其中加法器2120在输入处接收积分信号INT/电压V_CT和电压信号Vx，并且在输出处提供信号INT'，该信号INT'被提供给比较器CO2的输入。

通常，应当在每个半周期TA/TB的结束或开始时重置斜坡发生器 2122。因此，可以例如经由重置电路2118(例如，经由单稳态器件 MF2)，将斜坡发生器2122与电容器C_T一起重置。相反地，在所考虑的实施例中，电容器C_T经由信号S1被重置(在此范围由于电容器在半周期TA和TB的初始部分Tz期间不应当被充电)，而斜坡发生器2122在每个半周期TA/TB的结束或开始时被单独地重置，例如通过再次使用单稳态器件MF2或者通过使用单稳态器件MF1的输出处的信号。

例如，图16示出了针对电容器C_T处的电压V_CT、电压Vx和组合的积分信号INT的示例性波形。

通常，在其他实施例中也可以执行类似的修改。

因此，通常，驱动器电路210a包括被配置为连接到以下各项的端子(例如，相应集成电路的引脚)：

-串联连接在正极端子200a与负极端子200b之间的高压侧电子开关SW1和低压侧电子开关SW2的控制(例如，栅极)端子，其中两个电子开关SW1和SW2之间的中间节点表示开关节点HB；

-电流传感器222，能够监测从开关节点HB流向谐振槽的谐振电流Is；以及

-反馈电路212-218，提供根据输出电压Vout或电流Iout而确定的反馈信号Ic。

具体地，驱动器电路210a包括(模拟或数字)积分电路2300、 (模拟)比较器2108/CO1、以及包括至少一个(模拟或数字)比较器CO2/CO3的比较电路2110。

具体地，在各种实施例中，比较器2108/CO1被配置为生成信号 S3，该信号S3指示谐振电流何时根据由电流传感器222提供的信号 Vs而改变符号。积分电路2300在输入处接收第一信号并且在输出处提供积分信号INT。比较电路被配置为确定积分信号INT是否达到至少一个参考阈值Vp/Vv。

具体地，在每个开关周期Ts的每个半周期TA/TB期间，驱动器电路210a被配置为：

-在相应半周期(TA或TB)开始的时刻与比较器CO1经由信号 S3发信号谐振电流已经改变符号(即，当谐振槽处的电压和谐振电流具有相反符号)的时刻之间的第一时间间隔(Tz)期间，将第一信号设置为零；以及

-在比较器CO1经由信号S3发信号谐振电流已经改变符号/达到零的时刻与比较电路发信号积分信号INT已经达到至少一个参考阈值Vp/Vv的时刻之间的第二间隔期间，根据第二信号(Ic 或Iref)确定第一信号(kIc或-kIc)。

在各种实施例中，根据反馈信号Ic确定第二信号(Ic)或备选地确定至少一个参考阈值Vp/Vv。

具体地，在迄今为止考虑的实施例中，驱动器电路210a被配置为通过以下方式修改提供给比较电路2110的积分信号INT：

-向积分电路2300的输入添加恒定偏移(例如，基于半周期的Io 或-Io)；或者

-在积分电路2300的输出处/比较电路2110的输入处向积分信号 INT添加线性斜坡信号(Vx)。

具体地，当积分电路2300的输入处的第一信号为正时，必须向阈值信号Vp添加正斜坡信号，而当积分电路2300的输入处的第一信号为负时，必须向阈值信号Vp添加负斜坡信号。

然而，发明人发现，在比较器(例如，CO2)的第一输入处向积分信号INT添加线性斜坡信号(V x)等同于向比较器的第二输入处的上限阈值Vp减去相同的斜坡信号(Vx)(或添加其负版本)。具体地，当阈值信号对应于上限阈值Vp时，必须向阈值信号Vp添加负斜坡信号，并且当阈值信号对应于下限阈值Vv时，必须向阈值信号Vv添加正斜坡信号。

例如，这在图17中示意性地示出，其中已经移除了加法器2120 并且已经添加了(加法器或减法器)电路2124，其中该电路被配置为通过向阈值信号Vp添加负斜坡信号或从阈值信号Vp中减去正斜坡信号来在比较器CO2的输入处生成经修改的阈值信号Vp'。

例如，图18示出了针对电容器C_T处的电压V_CT、电压Vp和经修改的阈值信号Vp'的示例性波形。

相反，图19示出了与图8所示的布置相一致的实施例。

同样在这种情况下，附加的电流发生器2114/2116已经移除。此外，已经添加了斜坡发生器2122和减法器电路2124。

因此，在所考虑的实施例中，提供给比较电路(CO2、CO3)的下限阈值信号Vv对应于斜坡信号Vx，提供给比较电路(CO2、CO3) 的上限阈值信号Vp'对应于上限阈值Vp减去斜坡信号Vx。

例如，图20示出了针对电容器C_T处的电压V_CT、电压Vp和经修改的阈值信号Vp'的示例性波形。

因此，在所考虑的实施例中，驱动器电路210a可以包括校正电路(例如，框2306；2114；2114和2116；Mux3、2122)，该校正电路被配置为：

-修改在比较电路2110的输入处提供的(第一)斜坡信号INT(通过修改斜坡发生器/积分器电路的输入信号，或者向斜坡发生器/ 积分器电路的输出处的信号添加斜坡信号)，从而斜坡信号INT 在间隔Tz期间具有第一梯度值(例如，Io或kIc)，并且然后在相应半周期的其余时间期间具有第二梯度值(例如，kIc+Io或 Io+kIref)，其中第一梯度值是非零值，并且第二梯度值的绝对值大于第一梯度值的绝对值(优选地，第一梯度值和第二梯度值具有相同的符号)，或者

-通过向相应初始阈值添加(第二)斜坡信号(例如，Vx)来修改比较电路(2110)的参考阈值(Vp/Vv)中的一个或多个。

例如，为了实现第一选项，驱动器电路210a可以被配置为通过以下方式修改(第一)斜坡信号INT：

-在第一间隔(Tz)期间将积分电路2300的输入信号设置为第一值(例如，Io、kIref或kIc)，以及

-在第二间隔(Tz)期间将积分电路2300的输入信号设置为第二值(例如，kIref+Io、kIc+Io、或者kIref或kIc(如果这些值大于第一值))。

例如，以下任何解决方案均可以用于该目的：

-第一信号在第一间隔(Tz)期间可以设置为零并且在第二间隔期间可以设置为非零值(kIc；kIref)，并且第二信号在第一间隔 (Tz)和第二间隔期间可以设置为恒定的非零值(Io)；或者

-第一信号在第一间隔(Tz)和第二间隔期间设置为恒定的非零值(kIc；kIref)，并且第二信号在第一间隔(Tz)期间设置为零并且在第二间隔期间设置为恒定的非零值(Io)；或者

-第一信号在第一间隔(Tz)期间设置为零并且在第二间隔期间设置为非零值(kIc；kIref)，并且第二信号在第一间隔(Tz)期间设置为恒定的非零值(Io)并且在第二间隔期间设置为零。

备选地，积分电路2300的输入信号在第一间隔(Tz)期间可以设置为零并且在第二间隔期间可以设置为非零值(例如，kIc；kIref)。在这种情况下，可以通过向斜坡信号INT添加第二斜坡信号(Vx) 来修改(第一)斜坡信号INT，其中该斜坡信号在第一间隔(Tz)和第二间隔期间对应于线性斜坡信号。以互补的方式，积分电路2300 的输入信号在第一间隔(Tz)和第二间隔期间可以设置为恒定的非零值(kIc；kIref)，并且斜坡信号(Vx)在第一间隔(Tz)期间可以对应于零，并且在第二间隔期间可以对应于线性斜坡信号。

相反，为了实现第二选项，积分电路2300的输入信号在第一间隔(Tz)期间可以设置为零并且在第二间隔期间可以设置为非零值 (kIc；kIref)。在这种情况下，添加到阈值(Vx)的第二斜坡信号在第一间隔(Tz)和第二间隔期间可以对应于线性斜坡信号。以互补的方式，积分电路2300的输入信号在第一间隔(Tz)和第二间隔期间可以设置为非零值(kIc；kIref)，并且第二斜坡信号(Vx)在第一间隔(Tz)期间可以对应于零，并且在第二间隔期间可以对应于线性斜坡信号。

通常，尽管从功能的观点来看，上述实施例是等同的，但是特定实施例可以或多或少地复杂和/或适合于模拟或数字实现。例如，图中所示的实施例提供了非常低复杂度的解决方案。

而且，实现时移控制(没有上述修改)的各种已知的集成控制电路已经可用。因此，本文中公开的实施例还可以用于修改这样的集成电路或在外部向驱动器电路添加以上修改。例如，在使用外部电容器 C_T的驱动器电路210中，可以向电子转换器添加附加电流发生器2114 和可选的2116(从而实现选项a)，而不必修改驱动器电路210的集成电路。类似地，在可以在外部设置阈值Vp和/或Vv的驱动器电路 210中，这些信号可以在外部修改以便实现选项c)。

已经在示例性转换器上进行了一系列仿真，以将利用现有技术的 TSC方法和新颖的TSC方法的由零电流比较器的输入偏移引起的次级电流失配进行比较。此外，已经检查了转换器的小信号响应，以评估新颖方法对其动态特性的影响。

示例转换器是从400Vdc总线(图1中的Vin)运行并且额定输出12V/20A的LLC谐振转换器，其由以下关键参数表征：a＝16，Cr＝39nF，Ls＝105μH，Lp＝560μH。已经使用了图9中的控制器件。已经在10％的负载下完成测试，其中Vs信号的峰值幅度约为0.26V。零电流比较器CO1的输入偏移已经以1mV的步长从0扫至5mV(对应于Vs的峰值幅度的约2％)。测试表明，利用所提出的经修改的 TSC方法，失配平均以系数2减少。

以Vs的信号幅度的一半来重复测试，所提出的经修改的TSC方法的益处更加明显。例如，在5mV偏移的情况下，在不执行所提出的补偿的情况下，次级电流的失配超过91％(这意味着输出电流几乎完全由一个整流器承载)，而利用所提出的经修改的TSC方法，失配降低了38.4％，因此系数是2.4。

关于转换器的动态特性，传统的和所提出的经修改的TSC实际上是等效的。

以下参考图21至图25的描述提供了用于可应用于谐振转换器的增强的时移控制(ETSC)的本公开的其他实施例。本文中已经例如关于图1至图20在前面描述了已经公开的实施例及其操作的详细说明，并且在下文中将参考本文中先前描述的实施例的至少一些方面。

关于图1至图20描述了至少四种不同的ETSC基本实现。它们基于跨电容器C_T生成双斜率斜坡电压。例如，如关于图6所示和所述，在一些实施例中，当电容器在两个电压参考电平之间被充电和放电时，出现双斜率斜坡，使得波形有些对称。在其他实施例中，例如，如图7所示，双斜率斜坡仅对电容器充电，而放电在理想情况下是瞬时的，因此生成一种锯齿波。如前所述，在一些实施例中，控制回路作用于充电和放电电流，在其他实施例中，控制回路作用于参考电压之一。

在下面将参考图21至图25描述的实施例中，控制回路作用于充电和放电电流。

在参考图21至图25描述的实施例中，只要谐振槽中的电流和施加的电压具有相反的符号，则双斜率斜坡在每个开关半周期的初始部分具有第一较低斜率。而在电流和电压具有相同符号的开关半周期的其余部分，具有第二较陡斜率。

第一较低斜率与在整个开关半周期为电容器充电的固定电流Io 相关联，而第二较陡斜率与该固定电流与第二电流k*Ic的叠加相关联，其中k为常数，Ic是调节转换器的输出电压(或电流)的控制回路的控制电流。例如，这在本文中先前关于图6和图7进行了描述。

通常，在ETSC的任何实现或实施例中，第二斜率将始终大于第一斜率。这对于ETSC的基本目标是有帮助的，即，降低了所生成的方波的占空比对感测谐振电流的符号的比较器的输入电压偏移的灵敏度。该偏移会导致占空比偏离50％的理想目标，并且在某些情况下，传统的TSC方法的灵敏度已经成为问题。

关于图21至图25描述的另外的实施例基于交换沿着开关半周期起作用的电流。更具体地，第一较低斜率将由表示反馈回路的电流 k*Ic确定，该电流在整个开关半周期中为电容器充电；第二较陡斜率将由k*Ic与固定电流Io的叠加确定。

相关领域的技术人员可以容易地理解对图8和9中的电路进行修改以交换电流，但是图21和22所示的电路分别示出了其中图8和9 的电路被修改以交换电流的这些实施例。更具体地，图21所示的电路与图8中的电路相同，具有促进电容器C_T的充电/放电电流的交换的修改。类似地，图22所示的电路与图9中的电路相同，具有促进电容器C_T的充电/放电电流的交换的修改。

由于图8和9此外分别与图21和22基本相同，因此图21和22 的电路的操作可以如本文中先前关于对应电路(图8和9)所述的那样确切地描述(在唯一注意考虑电流交换的情况下)，并且此处不再赘述。

参考图6所示的波形，这些波形与图20所示的电路有关，其中 Vv(例如，等于1V)表示电容器C_T上的波形的下限阈值或谷值电压，而Vp(例如，等于4V)表示波形的上限阈值或峰值电压，描述了在从t＝0开始并且在t＝Ts/2结束(其中Ts是开关周期，并且其中在t＝Tz 处槽电流改变符号)的开关半周期中电容器C_T的电荷的等式可以写为：

注意，所命令的时移T_SH等于Ts/2-Tz，该等式可以重写为：

通过求解该等式以获取T_SH，将所命令的时移与控制电流Ic关联的控制律可以写为：

注意，所命令的时移T_SH是控制电流Ic的线性函数，这与前面描述的其中T_SH与I_C的关系是双曲线的实施例不同。

参考与图21所示的电路相关的图7所示的波形，描述相关联的电路的操作的等式和所得到的控制律可以通过等式(6)、(7)和(8) 来找到，其中Vv＝0。

Ic可以表示为Tz的函数。求解等式(6)可以得出Ic：

注意，项Tz/Ts与电流-电压相移Φ成正比：

根据谐振转换器的一次谐波近似(FHA)建模的精神，它对应于谐振槽的输入导纳的参数。

使Vp-Vv与Ts成正比将导致Ic直接控制电流-电压相移。实际上，如果在等式(9)中利用λTs替换Vp-Vv，则可以得到以下关系式：

这是图23和24所示电路的目的，每个电路输出由重置SR锁存器或SR触发器FF1的比较器(例如，图21和22所示的电路的比较器CO2或CO3)用作参考的电压Vp。特别地，图23示出了生成参考电压Vp的电压发生器电路2210，该参考电压Vp可以在图21中示出的电路中利用以实现对电流-电压相移的直接控制。图24示出了生成参考电压Vp的电压发生器电路2310，该参考电压Vp可以在图22 所示的电路中利用以实现对电流-电压相移的直接控制。

电压发生器电路2210、2310的关键波形彼此相等，并且在图25 中示出。图21和22所示的所得到的实施例的关键波形分别与图6和 7所示的相同。

参考图23至25，定时电容器C_x用恒定电流I_x充电，生成电压斜坡V_Cx。经由单稳态器件MF3递送的脉冲(例如，由在单稳态器件 MF3的Q输出处递送的脉冲)在触发器FF1的信号Q的上升沿上对电压斜坡V_Cx的峰值V_x＝I_x Ts/C_x进行采样并且保持(例如，通过采样保持电路S/H)。在短暂的延迟(例如，比由MF3递送的脉冲的持续时间更长的延迟)之后，将斜坡重置为零。可以例如通过闭合开关 SW1(在一些实施例中可以是晶体管或任何合适的开关)来重置斜坡。开关SW1可以由延迟电路(Delay)的输出来控制，例如，选择性地闭合或断开，该延迟电路可以基于在单稳态器件MF3的Q输出端传输的脉冲进行操作。电压发生器电路2210和2310之间的区别在于，图23的电压发生器电路2210包括加法器，该加法器将电压Vv(例如，等于1V)添加到电压信号V_x。因此，在图23的电压发生器电路 2210中(与图24的电压发生器电路2310相反)，V_x偏移Vv，并且然后被输出为Vp；因此：

根据本公开的一个或多个实施例，控制电流-电压相移为受控系统带来了很多益处。

首先，假设槽电流滞后于所施加的方波电压，以这种方式控制的转换器就绝对稳定，而无论其操作条件如何。该约束不是实际的限制，因为对于半桥的开关利用软开关工作(这是谐振转换器的重要设计目标)，这是相同的必要条件。

其次，控制量(例如，在一些实施例中为Ic)几乎不依赖于谐振槽的参数，并且对其容差非常不敏感。如果认为在被设计用于与利用软开关操作的谐振转换器中，在扫描整个输入电压和负载范围时，槽电流滞后于施加电压0°至90°之间的角度，则很容易理解这种鲁棒性，而不管谐振槽的设计和操作频率范围如何。

最后，直接控制相移使得控制电路能够以固定的Ic范围覆盖转换器的整个操作范围。参考等式(11)，这暗示了将Ic的范围限制为最小正值将限制最小相移，这将确保不违反针对转换器利用软开关工作的必要条件。另一方面，考虑到轻载操作，由于槽电流往往滞后于施加电压达90°，而不管谐振槽的设计和输入电压如何，因此Ic的值与其他方面相比对负载的依赖性更大，以便可以有效地用作负载监测器。这使得能够简单实现功能，诸如突发模式等，这些功能旨在提高轻载时的转换器效率，其特性在于批量生产中起始阈值的良好重复性。

当然，在不损害本公开的原理的情况下，构造和实施例的细节可以相对于仅通过示例的方式在本文中描述和示出的内容大范围地变化，而不脱离本公开的范围。

例如，虽然主要参考了LLC谐振转换器，但是本解决方案也适用于其他谐振转换器，诸如LCC、LLCC等谐振转换器。

类似地，虽然主要参考了半桥配置，但是没有阻止将解决方案也应用到使用全桥配置的转换器的问题，其中谐振槽连接到两个半桥之间的中间节点，并且第一半桥的高压侧开关与第二半桥的低压侧开关一起切换，并且第一半桥的低压侧开关与第二半桥的高压侧开关一起切换。

而且，虽然主要参考了双极型晶体管，但是也可以使用场效应晶体管(FET)，例如，以便实现各种电流发生器、电流镜或电子开关。

可以将上述各种实施例组合以提供其他实施例。可以根据以上详细描述对实施例进行这些和其他改变。通常，在以下权利要求书中，所使用的术语不应当解释为将权利要求书限制为说明书和权利要求书中公开的特定实施例，而应当解释为包括所有可能的实施例以及这样的权利要求有权享有的等同物的全部范围。因此，权利要求不受本公开的限制。

Claims

1.一种用于谐振转换器的驱动器电路，所述谐振转换器被配置为从根据输入电压来在两个输出端子处生成输出电压或输出电流，所述输入电压被施加到正输入端子和负输入端子，所述谐振转换器包括：

至少一个半桥，包括串联连接在所述正输入端子与所述负输入端子之间的高压侧电子开关和低压侧电子开关，其中所述高压侧电子开关与所述低压侧电子开关之间的中间节点表示开关节点；以及

谐振槽、整流器和滤波器电路，连接在所述开关节点与所述两个输出端子之间；

其中所述驱动器电路包括：

第一端子和第二端子，被配置为连接到所述高压侧电子开关的控制端子和所述低压侧电子开关的控制端子，以便经由相应驱动信号来驱动所述半桥；

第三端子，被配置为连接到电流传感器，以便接收与从所述开关节点流向所述谐振槽、整流器和滤波器电路的谐振电流成比例的信号；

第四端子，被配置为连接到反馈电路，以便接收根据所述输出电压或所述输出电流而被确定的反馈信号；

比较器，被配置为生成第一控制信号，所述第一控制信号指示所述谐振电流何时根据在所述第三端子处接收的所述信号而改变符号；

第一斜坡发生器电路，被配置为输出第一斜坡信号；以及

比较电路，被配置为确定所述第一斜坡信号是否达到至少一个参考阈值；

其中所述驱动器电路被配置为：

在连续的第一开关半周期和第二开关半周期期间，经由所述驱动信号来驱动所述高压侧电子开关和所述低压侧电子开关，其中所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的每个开关半周期在所述比较电路指示所述第一斜坡信号已经达到相应参考阈值时结束；

一旦所述第一开关半周期开始，则在延迟之后断开所述低压侧电子开关并且闭合所述高压侧电子开关；以及

一旦所述第二开关半周期开始，则在所述延迟之后断开所述高压侧电子开关并且闭合所述低压侧电子开关；

其中所述驱动器电路还包括：

控制电路，被配置为在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的每个开关半周期中生成一个或多个控制信号，所述一个或多个控制信号指示：

第一间隔，在相应所述半周期开始的时刻开始并且在所述第一控制信号指示所述谐振电流已经改变符号的时刻结束；以及

第二间隔，在所述第一控制信号指示所述谐振电流已经改变符号的时刻和所述比较电路指示所述第一斜坡信号已经达到相应参考阈值的时刻开始；以及

校正电路，被配置为：

修改在所述比较电路的输入处被提供的所述第一斜坡信号，从而所述第一斜坡信号在所述第一间隔期间具有第一梯度值并且在所述第二间隔期间具有第二梯度值，所述第一梯度值是非零值，并且所述第二梯度值的绝对值大于所述第一梯度值的绝对值；或者

通过向相应初始阈值添加第二斜坡信号来修改所述比较电路的所述参考阈值中的一个或多个参考阈值。

2.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中所述驱动器电路被配置为：

根据所述反馈信号来确定所述第一梯度值或所述第二梯度值中的至少一项。

3.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中所述驱动器电路被配置为：

根据所述反馈信号来确定所述参考阈值中的至少一个参考阈值。

4.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中所述第一斜坡发生器电路包括积分器电路，所述积分器电路被配置为通过对第一信号进行积分来生成所述第一斜坡信号，并且其中所述校正电路被配置为通过向所述模拟积分器电路的输入处的所述第一信号添加第二信号来修改所述第一斜坡信号。

5.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔期间被设置为零并且在所述第二间隔期间被设置为非零值，并且所述第二信号在所述第一间隔和所述第二间隔期间被设置为恒定的非零值。

6.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔和所述第二间隔期间被设置为非零值，并且所述第二信号在所述第一间隔期间被设置为零并且在所述第二间隔期间被设置为恒定的非零值。

7.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔期间被设置为零并且在所述第二间隔期间被设置为非零值，并且所述第二信号在所述第一间隔期间被设置为恒定的非零值并且在所述第二间隔期间被设置为零。

8.根据权利要求4所述的驱动器电路，其中所述积分器电路包括积分电容器并且所述驱动器电路包括被配置为生成所述第一信号的第一电流发生器，并且所述校正电路包括被配置为生成所述第二信号的第二电流发生器。

9.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中所述第一斜坡发生器电路包括数字计数器，所述数字计数器被配置为通过将计数值增加步长来生成所述第一斜坡信号，并且其中所述校正电路被配置为通过以下操作来修改所述第一斜坡信号：

将所述步长在所述第一间隔期间设置为第一步长值并且在所述第二间隔期间设置为第二步长值；或者

将所述数字计数器的时钟信号在所述第一间隔期间设置为第一时钟信号并且在所述第二间隔期间设置为第二时钟信号。

10.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中所述第一斜坡发生器电路包括积分器电路，所述积分器电路被配置为通过对第一信号进行积分来生成所述第一斜坡信号，并且其中所述校正电路被配置为通过向所述模拟积分器电路的输出处的所述第一斜坡信号添加第二斜坡信号来修改所述第一斜坡信号，并且其中：

所述第一信号在所述第一间隔期间被设置为零并且在所述第二间隔期间被设置为非零值，并且所述第二斜坡信号在所述第一间隔和所述第二间隔期间对应于线性斜坡信号；或者

所述第一信号在所述第一间隔和所述第二间隔期间被设置为非零值，并且所述第二斜坡信号在所述第一间隔期间对应于零并且在所述第二间隔期间对应于线性斜坡信号。

11.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中所述第一斜坡发生器电路包括积分器电路，所述积分器电路被配置为通过对第一信号进行积分来生成所述第一斜坡信号，并且其中所述校正电路被配置为通过向相应初始阈值添加第二斜坡信号来修改所述比较电路的所述参考阈值中的一个或多个参考阈值。

12.根据权利要求11所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔期间被设置为零并且在所述第二间隔期间被设置为非零值，并且所述第二斜坡信号在所述第一间隔和所述第二间隔期间对应于线性斜坡信号。

13.根据权利要求11所述的驱动器电路，其中所述第一信号在所述第一间隔和所述第二间隔期间被设置为非零值，并且所述第二斜坡信号在所述第一间隔期间对应于零并且在所述第二间隔期间对应于线性斜坡信号。

14.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中：

在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的一个开关半周期期间，所述第一斜坡发生器电路被配置为增加所述第一斜坡信号，并且所述比较电路被配置为确定所述第一斜坡信号是否达到上限参考阈值；以及

在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的另一开关半周期期间，所述第一斜坡发生器电路被配置为减小所述第一斜坡信号，并且所述比较电路被配置为确定所述第一斜坡信号是否达到下限参考阈值。

15.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的每个开关半周期期间，所述第一斜坡发生器电路被配置为增加所述第一斜坡信号，并且所述比较电路被配置为确定所述第一斜坡信号是否达到上限参考阈值，其中当所述第一斜坡信号达到所述上限参考阈值时，所述第一斜坡信号被重置。

16.根据权利要求1所述的驱动器电路，其中在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的每个开关半周期期间，所述第一斜坡发生器电路被配置为减小所述第一斜坡信号，并且所述比较电路被配置为确定所述第一斜坡信号是否达到下限参考阈值，其中当所述第一斜坡信号达到所述下限参考阈值时，所述第一斜坡信号被重置。

17.一种集成电路，包括根据权利要求1所述的驱动器电路，其中所述驱动器电路的所述第一端子、所述第二端子、所述第三端子和所述第四端子连接到所述集成电路的相应引脚。

18.一种电子转换器，包括：

正输入端子和负输入端子；

两个输出端子，用于提供输出电压或输出电流；

至少一个半桥，包括串联连接在所述正输入端子与所述负输入端子之间的高压侧电子开关和低压侧电子开关，其中所述高压侧电子开关与所述低压侧电子开关之间的中间节点表示开关节点；

电流传感器，被配置为生成与从所述开关节点流向所述谐振槽、整流器和滤波器电路的谐振电流成比例的信号；

反馈电路，被配置为生成根据所述输出电压或所述输出电流而被确定的反馈信号；以及

驱动器电路，所述驱动器电路包括：

第一斜坡发生器电路，被配置为输出第一斜坡信号；以及

其中所述驱动器电路被配置为：

其中所述驱动器电路还包括：

校正电路，被配置为：

19.根据权利要求18所述的电子转换器，其中所述谐振槽、整流器和滤波器电路包括：

变压器，包括初级绕组和次级绕组；

电容器和第一电感，与所述初级绕组串联连接在所述开关节点与所述正输入端子或所述负输入端子之间；

第二电感，与所述初级绕组并联连接；以及

整流器电路，连接在所述次级绕组与所述两个输出端子之间。

20.一种操作根据权利要求18所述的电子转换器的方法，包括：

在连续的所述第一开关半周期和所述第二开关半周期期间，通过以下操作来驱动所述高压侧电子开关和所述低压侧电子开关：

一旦所述第一开关半周期开始，则在所述延迟之后断开所述低压侧电子开关并且闭合所述高压侧电子开关；

一旦所述第二开关半周期开始，则在所述延迟之后断开所述高压侧电子开关并且闭合所述低压侧电子开关；以及

在所述第一开关半周期和所述第二开关半周期中的每个开关半周期中：

确定所述谐振电流何时改变符号；

生成第一斜坡信号并且确定所述第一斜坡信号何时达到至少一个参考阈值；

确定在相应所述半周期开始的时刻开始并且在所述谐振电流改变符号的时刻结束的第一间隔；

确定在所述谐振电流改变符号的时刻和所述第一斜坡信号达到相应参考阈值的时刻开始的第二间隔；以及

修改在所述比较电路的输入处被提供的所述第一斜坡信号，以使得所述第一斜坡信号在所述第一间隔期间具有第一梯度值并且在所述第二间隔期间具有第二梯度值，所述第一梯度值是非零值并且所述第二梯度值的绝对值大于所述第一梯度值的绝对值；或者

通过向相应初始阈值添加第二斜坡信号来修改所述参考阈值中的一个或多个参考阈值。