CN112636831B

CN112636831B - 基于dco-ofdm可见光通信系统的时间同步方法、系统及存储介质

Info

Publication number: CN112636831B
Application number: CN202011410620.4A
Authority: CN
Inventors: 蒋宇飞; 杨建国; 朱旭
Original assignee: Shenzhen Graduate School Harbin Institute of Technology
Current assignee: Shenzhen Graduate School Harbin Institute of Technology
Priority date: 2020-12-03
Filing date: 2020-12-03
Publication date: 2022-02-22
Anticipated expiration: 2040-12-03
Also published as: CN112636831A

Abstract

本申请涉及一种基于DCO‑OFDM可见光通信系统的时间同步方法、系统及存储介质，利用DCO‑OFDM的接收频域信号受定时偏移的影响来进行时间同步，不需要利用训练序列，而是使用了DCO‑OFDM系统中第0个子载波上的直流偏置的性质，因此直流偏置时间同步算法是盲算法，避免了由于传输训练序列而造成的额外开销，同时也有效的降低了LED限制带宽的影响。

Description

基于DCO-OFDM可见光通信系统的时间同步方法、系统及存储介质

技术领域

本申请涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于DCO-OFDM可见光通信系统的时间同步方法、系统及存储介质。

背景技术

当今是信息技术的时代，人们生活与移动设备息息相关，人们离不开如手机、电脑和智能手环等移动设备的使用。与此同时，无线移动设备的激增，使得第四代移动通信已经无法满足人们的高速率、大系统容量等需求。因此第五代(5th Generation,5G)移动通信技术的研发已经成为国内外移动通信领域的研究热点。但是，5G移动通信技术要面临着10GHz以下可用射频频谱资源的稀缺问题。可见光通信(Visible Light Communication,VLC)是利用数百太赫兹频率范围对应的380nm到780nm波长范围内的可见光光谱来克服射频频谱资源稀缺的一个有潜力的技术。发光二极管(Light Emitting Diode,LED)是照明设备，同时可以通过光强的变换来实现无线数据连接功能。LED被用来当作可见光通信系统的发射机，而光电二极管(Photo Diode,PD)被用来当作接收机。但是，LED限制带宽特性会引起码间干扰，从而限制了数据传输速率和影响系统误码率性能。直流偏置光正交频分复用(Direct Current Biased Optical Orthogonal Frequency Division Multiplexing,DCO-OFDM)作为一种可以抵抗码间干扰问题的有效方案，引入到可见光通信系统中。

同步对于DCO-OFDM系统而言是一个非常重要的问题，微小的同步误差都会导致系统性能降低。可见光通信系统是在发射端通过LED的强度变化进行数据的发送，并且在接收端使用光电二极管直接接收，所以DCO-OFDM系统不存在载波频率偏移的频率同步问题。因此可见光通信DCO-OFDM系统主要考虑的就是时间同步问题。时间同步要求接收端得到DCO-OFDM数据帧的起始位置，使得接收端可以正确去除循环前缀(Cyclic Prefix,CP)并进行准确的快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform,FFT)。如果时间同步出错，会引起码间干扰和载波间干扰(Inter Carrier Interference,ICI)，导致系统误码率(Bit Error Rate,BER)性能降低。

针对时间同步提出了许多方法，这些方法可分为两类：时间同步算法主要分为基于训练序列的时间同步算法和盲时间同步算法两大类。基于训练序列的时间同步算法的主要思想是利用训练序列的特殊结构进行相关运算后进行时间同步。1997年，Schmidl和Cox提出了一种利用两段重复数据作为训练序列，在接收端计算自相关函数并求其最大值，从而可以粗估计数据帧的起始位置的SC算法。然而，由于OFDM系统中循环前缀的存在，导致在接收端计算的自相关函数会存在一个最大值平台，会导致时间同步出现错误。2003年，Park等人进一步提出了改进的Park算法。该算法对训练序列的结构重新定义，同样将训练序列分为四部分，但是将镜像对称的两段数据作为前两部分，后两部分的与前两部分为共轭关系，Park算法解决了SC算法出现的平台问题。但是当OFDM数据块长度小于循环前缀长度的4倍时，Park算法的自相关函数中的副峰和主峰高度相同，进行峰值检测时就会导致数据帧起始位置的误判。以上的时间同步算法，都是利用训练序列的特殊结构来进行自相关运算，最后峰值检测得到数据帧起始位置的估计值。然而它们都不适用于可见光通信DCO-OFDM系统。不仅LED限制带宽会破坏接收信号训练序列之间的相关性，而且由于可见光通信系统要求传输的信号是实值且非负的，这使得相关性运算从复信号运算变为实信号运算，降低了训练序列之间的相关性。

2018年，Jiang等人在可见光通信DCO-OFDM系统中，提出了最小接收信号功率(Minimization of Received Signal Power,MRSP)算法。通过最小化接收信号与基于训练序列的重构信号之间的差来进行时间同步。该算法对LED限制带宽具有鲁棒性，但该算法由于先要进行信道估计才能得到重构信号，导致算法复杂度过大。

只有少部分的盲时间同步算法。1997年，Beek等人提出了不需要训练序列的循环前缀算法。该算法利用了循环前缀的特点，即循环前缀和当前OFDM数据块中最后的数据是重复的，利用该冗余信息在接收端进行自相关运算，再通过峰值检测来获取数据帧起始位置的估计值。然而，循环前缀算法无法应用于可见光通信系统，LED限制带宽会破坏循环前缀的相关性，从而影响时间同步性能。对于可见光通信系统只有一种盲时间同步算法。该算法利用非对称限幅光ACO-OFDM信号的在时域上具有对称的特点来实现同步，不需要任何的训练序列额外开销，同时其复杂度也较低。然而，该算法没有考虑LED限制带宽，由于LED限制带宽的存在，在接收端时域信号的对称性很容易被码间干扰破坏。同时，该算法无法在可见光通信DCO-OFDM系统中使用，这是因为对称性只存在于ACO-OFDM信号中，而不存在于DCO-OFDM信号中。到目前为止，还没有针对DCO-OFDM光保真技术(Light Fidelity，LiFi)系统的盲时间同步算法。

发明内容

本申请旨在提供一种基于DCO-OFDM可见光通信系统的时间同步方法、系统及存储介质，以至少解决上述技术问题之一。

本申请提供了一种基于直流偏置光正交频分复用DCO-OFDM可见光通信系统的时间同步方法，包括：

获得若干DCO-OFDM块的第0个子载波对应的、经由去循环前缀及傅里叶变换处理所得的接收频域信号，所述接收频域信号由直流偏置定时偏移所定义，由循环前缀长度及子载波总数量确定所述直流偏置定时偏移的第一取值范围；

基于由所述接收频域信号及直流偏置所定义的直流偏置定时度量函数，在所述第一取值范围内，确定在直流偏置定时度量函数值满足第一预设条件时的直流偏置定时偏移估计值；

根据所确定的所述直流偏置定时偏移估计值，确定数据帧起始位置符合要求的所述接收频域信号。

进一步的，基于由所述接收频域信号及直流偏置所定义的直流偏置定时度量函数，在所述第一取值范围内，确定在直流偏置定时度量函数值满足第一预设条件时的直流偏置定时偏移估计值，具体包括：

当所述直流偏置定时度量函数值满足所述第一预设条件时，在所述第一取值范围内确定初步的所述直流偏置定时偏移估计值；

基于由所述直流偏置定时度量函数及预设阈值所定义的直流偏置决策定时度量函数，在由所述直流偏置定时偏移估计值及所述子载波总数量所确定的第二取值范围内，在直流偏置决策定义度量函数值满足第二预设条件时对所述直流偏置定时偏移估计值进行修正。

进一步的，所述第0个子载波的数量与所述子载波总数量均足够大。

本申请还提供了一种DCO-OFDM可见光通信系统中的接收设备，包括：处理器及存储器，所述存储器存储有可供所述处理器调用的计算机程序，所述计算机程序在调用时可执行如上述的方法。

本申请还提供了一种DCO-OFDM可见光通信系统，包括：如上述的接收设备，以及发送设备。

进一步的，所述发送设备包括：对二进制输入数据进行多进制正交幅度调制M-QAM调制、厄米特对称、快速傅里叶反变换IFFT、加直流偏置、剔除负值及加循环前缀处理以得到发送信号的M-QAM模块、厄米特对称模块、IFFT模块、加直流偏置模块、剔除负值模块及加循环前缀模块，所述发送设备还包括：用于对发送信号进行发送的照明模块。

进一步的，所述接收设备包括：对光信号进行光电转换得到接收时域信号的接收机模块、对所述接收时域信号在不同所述直流偏置定时偏移取值时进行去循环前缀得到接收次级信号的遍历去循环前缀模块、对所述接收次级信号进行快速傅里叶变换FFT处理得到供时间同步模块进行处理的所述接收频域信号的FFT模块、对所述时间同步模块确定的接收频域信号依次进行频域均衡、M-QAM解调处理以得到所述二进制输入数据所对应的恢复数据的频域均衡模块及M-QAM解调模块，

所述时间同步模块用于获得若干DCO-OFDM块的第0个子载波对应的、经由去循环前缀及傅里叶变换处理所得的接收频域信号，所述接收频域信号由直流偏置定时偏移所定义，由循环前缀长度及子载波总数量确定所述直流偏置定时偏移的第一取值范围；基于由所述接收频域信号及直流偏置所定义的直流偏置定时度量函数，在所述第一取值范围内，确定在直流偏置定时度量函数值满足第一预设条件时的直流偏置定时偏移估计值；根据所确定的所述直流偏置定时偏移估计值，确定数据帧起始位置符合要求的所述接收频域信号。

本申请还提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器调用可执行如上述的方法。

本申请的有益效果在于：

通过提供一种基于DCO-OFDM可见光通信系统的时间同步方法、系统及存储介质，利用DCO-OFDM的接收频域信号受定时偏移的影响来进行时间同步，不需要利用训练序列，而是使用了DCO-OFDM系统中第0个子载波上的直流偏置的性质，因此直流偏置时间同步算法是盲算法，避免了由于传输训练序列而造成的额外开销，同时也有效的降低了LED限制带宽的影响。

附图说明

图1是本申请实施例一的可见光通信系统的结构示意图。

图2是本申请实施例一的无噪声情况下的直流偏置定时度量函数示意图。

图3是本申请实施例一的子载波个数和同步所需DCO-OFDM块数量对定理1的影响示意图。

图4是本申请实施例一的无噪声情况下的虚子载波定时度量函数示意图。

图5是本申请实施例一的盲算法和其他时间同步算法的时间同步性能对比图。

图6是本申请实施例一的盲算法和其他时间同步算法的误码率性能对比图。

具体实施方式

下面结合一些实施例，对本申请所涉及发明创造的原理进行具体阐述，所举出的实施例用于解释发明创造，不代表本申请的保护范围仅仅只包含该些实施例，其他未列入下面内容的、属于发明创造构思下的实施例仍在本申请的保护范围内。

实施例一：

本申请实施例一提供了一种基于DCO-OFDM可见光通信系统的时间同步方法。以下分几个部分，对该方法进行具体说明。

本文针对可见光通信DCO-OFDM系统中定时偏移对接收频域信号的影响，提出了两种无需训练序列的盲时间同步算法。本文主要贡献如下：

第一，据我们所知，这是第一个为可见光通信DCO-OFDM系统进行盲时间同步算法的工作，实现了高频谱效率，不同于以往的工作需要大量导频作为训练序列。针对可见光通信DCO-OFDM系统系统，提出了一种基于直流偏置的盲时间同步算法和一种基于虚子载波的盲时间同步算法。盲直流偏置算法是通过DCO-OFDM系统固有的直流偏置来实现的，而盲虚子载波算法是通过最小化虚子载波的功率来实现的，然后再阈值得到准确的定时偏移估计值。

第二，在频域上进行时间同步。大多传统基于训练序列的时间同步算法一般是利用在时域上训练序列之间的相关性进行峰值检测后得到定时偏移估计值，但由于LED限制带宽会引起码间干扰，在接收端导致训练序列之间的相关性降低，使得时间同步性能下降。而本文提出了在频域上进行时间同步，时域上的信道卷积变为了频域上的乘积，方便处理信道问题，避免了在时域进行时间同步的弊端，在一定程度上便于解决LED限制带宽带来的影响。

(一)系统模型

本文基于可见光通信DCO-OFDM的盲时间同步算法研究的系统框图如图1所示：

由于可见光信道不像一般的无线通信信道具有较高的随机性，所以可以依据其独有的特点对其进行估计，估计的方法也要取决于其特性，因此先对光信道进行说明。同时由于可见光通信中存在LED限制带宽问题，所以也要对其进行建模分析。那么对于总的信道，要同时考虑光信道和LED限制带宽。

常用的可见光通信场景是短距离室内传输。相比于视线(Line-of-Sight,LoS)传输，由于散射引起的衰落非常小，因此可以忽略。所以光信道通常被认为是LoS信道，其冲激响应可以表示为[9]：

其中，m＝-ln(2)/ln[cos(φ_1/2)]表示Lambertian发射阶数，φ_1/2是LED半功率半角，A是光电探测器接收面积，d是发射端和接收端之间的距离，φ和

分别是LED的光辐射角和光电探测器的光入射角。由于光发射前端的低通特性引起的LED限制调制带宽可以表示为[10]：

其中，f_b是LED的3dB截止频率。

所以总的信道冲激响应可以建模为：

其中，

表示线性卷积。

需要对其中重要的几个部分和符号定义说明，便于后面理解盲时间同步算法。首先是X_i(k)表示在第i(i＝0,1,...,N_s-1)个DCO-OFDM块的第k(k＝0,1,...,N-1)个子载波上的多进制正交幅度调制(Multiple Quadrature Amplitude Modulation,M-QAM)信号。由于可见光传输的是实值非负的时域信号，为了在快速逆傅里叶变换(Inverse Fast FourierTransform,IFFT)之后的时域信号x_i(n)是实值，复信号X_i(k)需要满足共轭对称：

其中上标*表示复数共轭。为了保证时域信号x_i(n)是非负，我们对其进行了加直流偏置和剔除负值，处理如下：

其中V_DC表示直流偏置。我们先给x_i(n)加直流偏置，当发现还有负值，直接剔除变为0。然后添加循环前缀，其长度记为L_cp。

经过光信道之后，在接收端得到的接收时域信号记为：

其中w_i(n)是加性高斯白噪声。我们定义θ(θ＝-L_cp,...,N-1)为时间同步时出现的定时偏移，当θ＝0表示完美时间同步，其他情况表示时间同步错误。接收频域信号受定时偏移的影响如下：

(二)定时偏移对系统的影响

从上一节最后，我们知道θ(θ＝-L_cp,...,N-1)是定时偏移，其中L_cp是采用的循环前缀长度，N是子载波个数。需要利用定时偏移对接收的频域信号影响的性质，来得到相应的盲时间同步算法，因此，我们要先分析定时偏移对接收频域信号的影响。定时偏移对接收频域信号的影响分为四种情况：

当θ＝0，表示完美时间同步，接收频域信号没有受到其它DCO-OFDM块的任何干扰。即

当θ∈[-(L_cp-L+1),-1]，此时接收频域信号会发生相位偏移，即Y_i,θ(k)＝Y_i,0(k)e^j2πkθ/N，L为信道路径的数量。

当θ∈[-L_cp,-(L_cp-L+2)]，检测到的DCO-OFDM块受到上一个DCO-OFDM块的拖尾影响，引入码间干扰。

当θ∈(0,N-1]，检测到的DCO-OFDM块受到后一个块的影响，引入码间干扰和载波间干扰(Inter Carrier Interference,ICI)。

(三)提出的盲直流偏置时间同步算法

盲时间同步算法主要是利用信号的性质，根据上面的分析，当θ＝0时，

根据公式(5)，假设加的直流偏置足够，可以忽略剔除影响，从而可以得到

的表达式如下：

发现在第0个子载波上，会有关于直流偏置的影响，同时从公式(4)可知X_i(0)＝0，因此当θ＝0，我们可以得到在第0个子载波上的接收频域信号为：

当θ∈[-(L_cp-L+1),-1]，根据前面的分析，我们可以得到在第0个子载波上的接收频域信号为：Y_i,θ(k)＝Y_i,0(k)e^j2πk0/N＝Y_i,0(k)。

当θ＞0时，在第0个子载波上的接收频域信号会受到码间干扰和载波间干扰的影响。

因此，当我们利用第0个子载波和

的差值，作自相关来衡量变化的时候，只有当θ∈[-(L_cp-L+1),0]，其差值只有噪声的影响。而其他情况，其差值不仅有噪声还有码间干扰和载波间干扰的影响，所以其自相关的结果会大。因此，在θ＝0会出现一个突然的跳变，这一特性显示在图2中，根据这一个特性可以用来进行时间同步。所以，我们可以利用这个性质来得到定时度量函数，基于第0个子载波上的直流偏置定时度量函数为：

其中，Np表示使用了前Np个DCO-OFDM块的第0个子载波，

的定义如下：

当N和Np足够大(N＝64,Np＝128)时，可以得到：

N和Np的取值对第0个子载波上的平均接收频域信号

和

之间的均方误差性能的影响如图3所示。定理1：随着N和Np的取值增加，

和

之间的均方误差性能也变好。当使用和仿真参数一致的N＝64和Np＝128时，

和

之间的均方误差值小于5×10^-3，因此此时可以认为

图2所示，在正确帧起始点M_DCB,0处产生一个跳变，我们去检测这个跳变点，就可以准确时间同步。因此，想到使用阈值的方法，去检测跳变点。盲直流偏置时间同步算法通过两步得到定时偏移的估计值。首先先通过取直流偏置定时度量函数最小值的下标获得粗略的定时偏移估计：

接着，通过阈值λ_DCB来得到精确的定时偏移估计值：

其中，arg first(·)表示获取第一次满足条件(·)的下标值，C_DCB,τ是通过将直流偏置定时度量函数相邻作差得到的决策定时度量函数：

直流偏置时间同步算法，利用DCO-OFDM的接收频域信号受定时偏移的影响来进行时间同步，不需要利用训练序列，而是使用了DCO-OFDM系统中第0个子载波上的直流偏置的性质，因此直流偏置时间同步算法是盲算法，避免了由于传输训练序列而造成的额外开销，同时也有效的降低了LED限制带宽的影响。

(四)提出的盲虚子载波时间同步算法

盲直流偏置时间同步算法，根据公式(9)，利用了第0个子载波上的直流偏置性质，但由于里面有要求知道信道的信息，所以我们利用了公式(11)近似处理，这虽然避免了要求知道信道信息，但也引起时间同步性能的降低。因此，我们从DCO-OFDM接收频域信号的第N/2个子载波的信息来进行时间同步。

根据公式(8)和(4)，可以得到

因此当θ＝0，我们可以得到在第N/2个子载波上的接收频域信号为：

Y_i,0(N/2)＝W_i(N/2) (15)

我们可以利用这个性质来得到定时度量函数，基于第N/2个子载波上的虚子载波定时度量函数为：

同样的，在θ＝0会出现一个突然的跳变，这一特性显示在图3中，根据这一个特性可以用来做时间同步。前面的盲直流偏置时间同步算法是利用阈值来检测其跳变点，但会在接收端事先知道阈值的大小。那么根据图4可以知道，在无噪声情况下M_NS,0＝0，那么我们可以通过找到M_NS,θ+1/M_NS,θ的最大值的位置来确定该跳变的起始点。然而当噪声存在的时候，直接用M_NS,θ+1/M_NS,θ会造成误判，同时在θ∈(0,N-1]范围内也有可能出现比值较大的情况。所以在要先对定时度量函数进行处理后，再比值求最大。我们先通过相邻作差得到：

C_NS,θ＝|M_NS,θ-M_NS,θ-1|,θ∈[-L_cp+1,N-1] (17)

接着计算Tv＝L_cp-L+2点方差，得到：

其中，

经过一次求Tv点方差后，我们可以消除了在θ∈(0,N-1]范围内突然有M_NS,θ很小值引起的错误同步。但在θ∈(0,N-1]范围内M_NS,θ还是有可能出现一段近似平的部分，这样子求出的V_NS,p还是会接近0，那么直接V_NS,p+1/V_NS,p会造成误判。因此我们再一次Tv点方差，得到

其中，

最后，盲虚子载波时间同步算法得到的定时偏移的估计值为：

盲虚子载波时间同步算法，使用了DCO-OFDM系统中第N/2个子载波上的性质，不需要利用训练序列，而且利用比值的最大值来估计定时偏移，这不仅避免了直流偏置时间同步算法中利用近似处理获得信道信息引起的误差噪声降低时间同步性能，同时避免了阈值的不方便性。同样的，虚子载波时间同步算法是盲算法，避免了由于传输训练序列而造成的额外开销，也有效的降低了LED限制带宽的影响。

(五)复杂度分析

为了证明提出的盲直流偏置时间同步算法和盲虚子载波时间同步算法的高效性，本节依据算法中乘法运算的次数进行了算法的复杂度分析。提出的直流偏置算法和虚子载波算法与其他时间同步算法的复杂度对比如表1所示。

表1时间同步算法的复杂度比较

P是最小接收信号功率算法中训练序列的长度。最小接收信号功率算法中信道估计的过程导致2P³+4NP²+3NP+N的高复杂度，本文提出的直流偏置算法和虚子载波算法分别只有Np+NpNlog₂N和Np+NpNlog₂N+2Tv的复杂度。在直流偏置算法中，NpNlog₂N的复杂度来源于把Np个DCO-OFDM块的接收时域信号做FFT的过程，而直流偏置定时度量函数的计算带来了Np的复杂度。而在虚子载波算法中，NpNlog₂N的复杂度来源于把Np个DCO-OFDM块的接收时域信号做FFT的过程，而虚子载波定时度量函数的计算带来了Np的复杂度，最后在得到定时偏移的估计值时，求了两次Tv点方差，所以带来了2Tv的时间复杂度。当训练序列长度P与子载波个数N接近时，相比最小接收信号功率算法，提出的直流偏置算法和虚子载波算法的复杂度降低的倍数近似为6N²/(Nplog₂N)。当N＝64，Np＝128，P＝53时，对于提出的直流偏置算法和虚子载波算法可以得到与最小接收信号功率算法相似的性能，此时复杂度降低了20倍。

虽然基于训练序列的SC、Park算法，以及循环前缀盲算法都有更低的复杂度，但是在考虑LED限制带宽的DCO-OFDM可见光通信系统中，这些算法性能很大程度上受到LED限制带宽引起的码间干扰的影响，性能很差，这一点将在下一节的仿真结果中验证。

(六)效果和实验数据

为了更好地显示本文所提出的直流偏置和虚子载波盲时间同步算法算法的性能，对所提方法进行了仿真，系统参数设定如表2所示。

表2系统主要参数表

一、时间同步性能

图5展示了本文提出的直流偏置盲算法和虚子载波盲算法与其他时间同步算法方法的时间同步性能对比图。错误同步概率反映了算法的同步性能，即错误同步概率越低表示同步性能越好。从图中可以看出，在时间同步性能方面，提出的直流偏置盲算法和虚子载波盲算法明显好于SC、Park和循环前缀算法，这是因为利用训练序列的相关性进行时间同步的SC和Park算法，它们的训练序列相关性被LED限制带宽引起的码间干扰破坏，而循环前缀虽然是盲算法，但循环前缀算法是利用DCO-OFDM系统的循环前缀和DCO-OFDM块后面子载波数据的相关性来进行同步的，LED限制带宽同样严重影响了循环前缀的相关性。我们提出的直流偏置盲算法和虚子载波盲算法的时间同步性能接近于最小接收信号功率算法，但最小接收信号功率算法的复杂度很大，并且是需要训练序列来进行时间同步，从而降低了带宽效率。所以本文提出的盲时间同步算法的时间同步性能接近最小接收信号功率算法，同时降低了复杂度和不需要额外的频谱开销。对比本文提出的直流偏置盲算法和虚子载波盲算法，可以得出在低信噪比的情况下，直流偏置盲算法的时间同步性能略优于虚子载波盲算法，这是因为直流偏置盲算法使用的是阈值方法，即使在大噪声影响下，也是选择了最优阈值，因此性能会好，而虚子载波盲算法在噪声较大的情况下，更容易出现错误同步的情况。而在信噪比较大的情况下，虚子载波盲算法的时间同步性能优于直流偏置盲算法，并且与最小接收信号功率算法的性能相同，这是因为在直流偏置盲算法中，在计算其定时度量函数时利用近似处理代替直接需要信道信息，其会产生误差噪声，从而影响时间同步性能。

二、误码率性能

本文提出的直流偏置和虚子载波盲算法与其他时间同步算法的系统误码率性能对比如图6所示。在可见光通信DCO-OFDM系统中，同步性能影响了在接收端的同步效果，如果时间同步错误，则会导致恢复的信号与发射端信号不一致，因此时间同步性能会直接影响了误码率性能的优劣。在图中的虚线表示了以具有完美时间同步，完美信道信息以及使用迫零均衡得到的理想系统误码率性能，以该理想系统误码率为基准，即当前仿真参数下的系统误码率性能的下界。从图中可以看出SC、Park和循环前缀算法的误码率性能极差，这是由于SC、Park和循环前缀算法的同步性能极差。从图中可知，本文提出的直流偏置盲算法和虚子载波盲算法的系统误码率性能接近于理想系统误码率性能，特别是在信噪比为10dB后，此时提出的盲时间同步算法的误码率性能与理论误码率性能相同。同时，本文提出的盲算法的误码率性能明显优于比SC、Park和循环前缀算法。

实施例二：

本实施例主要提出了一种DCO-OFDM可见光通信系统中的接收设备，包括：处理器及存储器，所述存储器存储有可供所述处理器调用的计算机程序，所述计算机程序在调用时可执行如上述实施例一的方法。

本实施例还提供了一种DCO-OFDM可见光通信系统，包括：如上述的接收设备，以及发送设备。

本实施例还提供了一种计算机存储介质，所述计算机存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器调用可执行如上述实施例一的方法。。

通过硬件组件来实现上述系统、设备、介质中示出的执行，这里针对实施例一或实施例二描述的操作的设备、单元、模块、装置和其他组件。硬件组件的示例包括控制器、传感器、生成器、驱动器、存储器、比较器、算术逻辑单元、加法器、减法器、乘法器、除法器、集成器、处理器以及本领域普通技术人员所知的被配置为执行本申请中描述的操作的任意其他电子组件。在一个示例中，通过一个或多个处理器或计算机来实现硬件组件。通过一个或多个处理元件(诸如，逻辑门的阵列、控制器和算术逻辑单元、数字信号处理器、微型计算机、可编程逻辑控制器、现场可编程门阵列、可编程逻辑阵列、微处理器或本领域普通技术人员所知的能够以限定的方式响应并执行指令以获得期望结果的任意其他装置或装置的组合)来实现处理器或计算机。

在一个示例中，处理器或计算机包括或连接到存储由处理器或计算机执行的指令或软件的一个或多个存储器。通过处理器或计算机实现的硬件组件执行指令或软件(诸如，操作系统OS和在OS上运行的一个或多个软件应用)，以执行这里针对实施例一或实施例二描述的操作。硬件组件还响应于指令或软件的执行而访问、操控、处理、创建和存储数据。为了简明，单数术语“处理器”或“计算机”可用于这里描述的示例的描述，但在其他示例中，多个处理器或计算机被使用，或者处理器或计算机包括多个处理元件或多种类型的处理元件或二者。在一个示例中，硬件组件包括多个处理器，在另一示例中，硬件组件包括处理器和控制器。硬件组件具有任意一个或多个不同的处理配置，其示例包括单个处理器、独立处理器、并行处理器、单指令单数据SISD多处理、单指令多数据SIMD多处理、多指令单数据MISD多处理和多指令多数据MIMD多处理。

通过被实现为如上所述的执行指令或软件以执行本申请中描述的由方法执行的操作的计算硬件(例如，通过一个或多个处理器或计算机)来执行在实施例一或实施例二中示出的执行本申请中描述的操作的方法。例如，可通过单个处理器、或者两个或更多个处理器、或者处理器和控制器来执行单个操作或者两个或更多个操作。可通过一个或多个处理器、或者处理器和控制器来执行一个或多个操作，可通过一个或多个其他处理器、或者另一处理器和另一控制器来执行一个或多个其他操作。一个或多个处理器、或者处理器和控制器可执行单个操作或者两个或更多个操作。用于控制处理器或计算机实现硬件组件并且执行如上面描述的方法的指令或软件可被写为计算机程序、代码段、指令或它们的任何组合，以单独地或共同地指示或配置处理器或计算机作为用于执行由硬件组件执行的操作和如上所述的方法的机器或专用计算机进行操作。在一个示例中，指令或软件包括直接由处理器或计算机执行的机器代码，诸如，由编译器产生的机器代码。在另一示例中，指令或软件包括由处理器或计算机使用解释器执行的更高级代码。本领域普通编程人员可基于公开了用于执行由硬件组件执行的操作和如上所述的方法的算法的附图中示出的框图和流程图以及说明书中的相应描述，容易地编写指令或软件。

用于控制处理器或计算机实现硬件组件并且执行如上所述的方法的指令或软件以及任何相关联的数据、数据文件以及数据结构可被记录、存储或固定在一个或多个非暂时性计算机可读存储介质中，或被记录、存储或固定在一个或多个非暂时性计算机可读存储介质上。非暂时性计算机可读存储介质的示例包括：只读存储器ROM、随机存取存储器RAM、闪存、CD-ROM、CD-R、CD+R、CD-RW、CD+RW、DVD-ROM、DVD-R、DVD+R、DVD-RW、DVD+RW、DVD-RAM、BD-ROM、BD-R、BD-RLTH、BD-RE、磁带、软盘、磁光数据存储装置、光学数据存储装置、硬盘、固态盘和本领域普通技术人员所知的任意装置，所述任意装置能够以非暂时性的方式存储指令或软件以及任何相关联的数据、数据文件和数据结构，并将指令或软件以及任何相关联的数据、数据文件以及数据结构提供给处理器或计算机，以便处理器或计算机能执行指令。在一个示例中，指令或软件以及任何相关联的数据、数据文件以及数据结构被分布在联网的计算机系统上，使得指令和软件以及任何相关联的数据、数据文件以及数据结构通过处理器或计算机以分布式的方式被存储、访问和执行。

虽然本公开包括特定示例，但是本领域普通技术人员在获得本主题申请的公开的全面理解之后将清楚的是：在不脱离权利要求和它们的等同物的精神和范围的情况下，可对这些示例进行形式和细节上的各种改变。在此描述的示例应仅在描述意义上考虑，而非为了限制的目的。在每个示例中的特征或方面的描述将被视为可应用于其他示例中的相似特征或方面。如果以不同的顺序执行描述的技术，和/或如果描述的系统、架构、装置或电路中的组件以不同方式被组合和/或被其他组件或其等同物替代或补充，则可实现合适的结果。因此，本公开的范围并非由具体实施方式限定，而是由权利要求和它们的等同物所限定，并且在权利要求和它们的等同物的范围内的所有变化将被解释为包括在本公开中。

Claims

1.一种基于直流偏置光正交频分复用DCO-OFDM可见光通信系统的时间同步方法，其特征在于，包括：

获得若干DCO-OFDM块的第0个子载波对应的、经由去循环前缀及傅里叶变换处理所得的接收频域信号，所述接收频域信号由直流偏置定时偏移所定义，由循环前缀长度L_cp及子载波总数量N确定所述直流偏置定时偏移的第一取值范围θ(θ＝-L_cp,...,N-1)；

基于由所述接收频域信号及直流偏置所定义的直流偏置定时度量函数，在所述第一取值范围内，确定在直流偏置定时度量函数值满足第一预设条件时的直流偏置定时偏移估计值，其中，

直流偏置定时度量函数为：

其中，

的定义如下：

Np表示使用了前Np个DCO-OFDM块的第0个子载波，其中，

接收频域信号为

其中，

接收时域信号为y_i，

第一预设条件为：

其中，

2.如权利要求1所述的时间同步方法，其特征在于，基于由所述接收频域信号及直流偏置所定义的直流偏置定时度量函数，在所述第一取值范围内，确定在直流偏置定时度量函数值满足第一预设条件时的直流偏置定时偏移估计值，具体包括：

基于由所述直流偏置定时度量函数及预设阈值所定义的直流偏置决策定时度量函数，在由所述直流偏置定时偏移估计值及所述子载波总数量所确定的第二取值范围

内，在直流偏置决策定义度量函数值满足第二预设条件时对所述直流偏置定时偏移估计值进行修正，其中，

第二预设条件为：

其中，

arg first(·)表示获取第一次满足条件(·)的下标值，λ_DCB为一预设阈值。

3.如权利要求1所述的时间同步方法，其特征在于，所述第0个子载波的数量与所述子载波总数量均足够大。

4.一种DCO-OFDM可见光通信系统中的接收设备，其特征在于，包括：处理器及存储器，所述存储器存储有可供所述处理器调用的计算机程序，所述计算机程序在调用时可执行如权利要求1-3中任一项所述的方法。

5.一种DCO-OFDM可见光通信系统，其特征在于，包括：如权利要求4所述的接收设备，以及发送设备。

6.如权利要求5所述的可见光通信系统，其特征在于，所述发送设备包括：对二进制输入数据进行多进制正交幅度调制M-QAM调制、厄米特对称、快速傅里叶反变换IFFT、加直流偏置、剔除负值及加循环前缀处理以得到发送信号的M-QAM模块、厄米特对称模块、IFFT模块、加直流偏置模块、剔除负值模块及加循环前缀模块，所述发送设备还包括：用于对发送信号进行发送的照明模块。

7.如权利要求5所述的可见光通信系统，其特征在于，所述接收设备包括：对光信号进行光电转换得到接收时域信号的接收机模块、对所述接收时域信号在不同所述直流偏置定时偏移取值时进行去循环前缀得到接收次级信号的遍历去循环前缀模块、对所述接收次级信号进行快速傅里叶变换FFT处理得到供时间同步模块进行处理的所述接收频域信号的FFT模块、对所述时间同步模块确定的接收频域信号依次进行频域均衡、M-QAM解调处理以得到所述二进制输入数据所对应的恢复数据的频域均衡模块及M-QAM解调模块，

8.一种计算机存储介质，其特征在于，所述计算机存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器调用可执行如权利要求1-3中任一项所述的方法。