CN1638375A - 用于在频域中检测回声的设备、方法和计算机程序 - Google Patents

Abstract

一种检测回声信号的方法、设备和计算机程序，包括：在时域中内插至少一个快速傅里叶变换的OFDM接收信号；利用具有响应于带宽控制信号而变化的带宽的时域变化带宽低通滤波器(LPF)，在频域中内插至少一个通过时域内插所生成的信号；测量由时域内插生成的至少一个信号的散射导频信号和由频域内插生成的至少一个信号的另一个散射导频信号之间的至少一个信号－功率比；将信号－功率比与阈值进行比较以确定回声信号的状态，并用回声状态信息提供带宽控制信号，以基于带宽控制信号调整时域LPF的带宽。

Description

用于在频域中检测回声的设备、方法和计算机程序

本申请要求于2003年12月29日向韩国知识产权局提交的韩国专利申请第2003-99033号的优先权，其内容通过引用整体结合于此。

技术领域

本发明一般涉及用于在频域中检测可能会在数字视频广播-地面(DVB-T)接收器中出现的回声信号的设备、方法和计算机程序。

背景技术

在数字电视(DTV)中，可以使用两种数据传输方法：残留边带(VSB)方法，它是一种单载波变换方法；和载波正交频分复用(COFDM)方法，它是一种多载波变换方法。认为采用COFDM数据传输方法的DVB-T系统是下一代地面DTV传输系统，并且其在欧州已经用于试验性的广播。DVB-T系统可以与美国地面广播标准一起在全球地面数字市场中使用。DVB-T调制/解调方法对地面波使用OFDM方法。通常，单载波调制/解调方法可以连续发送信息，其中OFDM方法可以以多种不同的频率分散地发送信息。因此，OFDM方法适合于多径信道通信。

DVB-T接收机可以提供对调制信号的信道估计，这是接收到的调制信号的相干解调所需要的。但是，直到DVB-T接收机的信道估计单元估计了信道和可能出现的任何残余相位误差两者，才能实现相干解调。

图1是传统DVB-T接收机的方框图。参见图1，传统DVB-T接收机包括：模拟-数字(A/D)转换器101、I/Q发生器102、快速傅里叶变换发生器(FFT)103、均衡器104、前向纠错(FEC)单元105、采样频率同步单元106和载波同步单元107。

通过经由天线接收OFDM信号并利用调谐器(未示出)将OFDM信号转换成IF信号，可以得到传统DVB-T接收机的中频(IF)输入信号。IF信号在A/D转换器101中被转换成数字信号并被输出到I/Q发生器102。输入到I/Q发生器102的数字信号仅包含同相(I)分量。I/Q发生器102将输入数字信号转换成包含(I)分量和正交(Q)分量的复数信号。FFT 103对从I/Q发生器102输出的信号执行快速傅里叶变换‘FFT’。均衡器104利用从FFT 103输出的信号对可能会由于信道失真而被扭曲的载波信号提供补偿。FEC单元105利用指定的错误检测法来检测OFDM信号数据中的错误，并对检测到的错误进行前向纠错‘FEC’。

采样频率同步单元106将信号发送到I/Q发生器102，使得其能够利用FFT 103的信号输出进行采样频率同步。载波同步单元107将信号发送到I/Q发生器102，使得其能够利用从I/Q发生器102和FFT 103输出的信号进行载波同步。

均衡器104通过利用散射导频信号来估计用于OFDM信号传输的信道的特性，并补偿信道的估计特性。

在DVB-T标准中进一步定义了散射导频信号的应用，其要求通过内插的信道估计。例如，利用已知的散射导频信号得到多个信道脉冲响应(CIR)样本，并在时域和频域对这些样本进行内插用于信道估计。关于时域和频域的二-维(2D)内插包括基于信道传输函数CIR_T(f)的特性在时域进行内插和基于信道传输函数CIR_F(f)的特性在频域进行内插。

可以利用等式(1)优化内插，其中将最小均方差(MMSE)分别应用到信道估计值 和第k个OFDM符号的第m个副载波的实际CIR值H_m(k)：

${{\∂}_{\mathrm{CIR}}}^2=E\left\{{({\hat{H}}_m\left(k\right)-H_m\left(k\right))}^2\right\}...\left(1\right)$

以计算内插的2D表示_CIR ²。在计算2D内插的CIR时，考虑在时域/频域中CIR的相关函数、干扰CIR样本的噪声偏差、散射导频信号的总数、和散射导频信号的模式。

可以用2D维纳滤波器实现采用MMSE的信道估计，但是当使用2D维纳滤波器时计算是复杂的。在频域中信道传输函数CIR_F(f)(其范围落在0≤τ_n≤T_GI内)的使用和在时域中信道传输函数CIR_T(f)(其满足|f_Dn|≤|f_Dmax|)的使用可以简化信道估计过程。例如，τ_n表示第n条路径中的多径延迟，T_GI表示OFDM信号的保护间隔。|f_Dn|表示沿着第n条路径的多普勒扩展，|f_Dmax|表示受限于OFDM符号的时间间隔的最大多普勒扩展。

可选地，可以用连续地操作和执行时域内插和频域内插的2个一-维(1D)滤波器代替2D维纳滤波器。两个1D滤波器的方法可以减少计算的复杂性。两个1D滤波器可以用改变CIR函数及相关的间隔来实现。

频域内插可以使用具有表示为T_GI的带宽的等价时域低通滤波器(LPF)，类似于维纳滤波器或基于离散傅里叶逆变换/离散傅里叶变换(IDFT/DFT)操作的滤波器。LPF可以为频域内插处理提供可靠的信道估计结果。

但是，当保护间隔T_GI太小，也就是信道传输函数CIR_F(f)和用于频域内插的等价时域LPF的带宽的匹配过于紧密时，系统会变得容易受到包含回声分量的多路信道的影响，所述回声分量的延迟大于保护间隔T_GI。

发明内容

本发明的示例性实施例针对于防止可能由回声引起的解调信号的失真。

本发明的示例性实施例提供用于采用频域回声检测方法的最优的均衡器。

本发明的一个示例性实施例针对于一种用于回声检测方法，其包括：测量从第一时域内插的信号得到的散射导频信号的第一信号功率；测量从第二时域内插的信号得到的另一个散射导频信号的第二信号功率，其中所述第二时域内插的信号是通过在频域中内插第一时域内插的信号得到的。计算测量的第一和第二信号功率之间的信号-功率比；将信号-功率比与阈值进行比较以确定回声信号的状态；和基于所确定的回声信号状态得到带宽控制信号。

本发明的另一个示例性实施例针对于一种检测回声信号的设备，其包括：第一计算部件，其测量从第一内插信号得到的散射导频信号的第一信号功率，其中第一内插信号是在时域中内插的；用于检测回声信号的第二计算部件，其测量从第二内插信号得到的另一个散射导频信号的第二信号功率，其中所述第二内插信号是通过在频域中内插第一内插信号得到的。除法器用于计算所测量的第一和第二信号功率之间的信号-功率比；和比较器用于提供计算的信号-功率比与阈值电平之间的比较以确定回声信号状态，并基于所确定的回声信号状态向第二计算部件提供带宽控制信号。

本发明的另一个示例性实施例针对于一种计算机程序产品。该计算机程序产品包括在其上存储有使得处理器能够检测回声信号的计算机程序逻辑的计算机可读介质。计算机程序逻辑使得处理器利用在时域和频域中的内插补偿快速傅里叶变换的OFDM信号中的信道失真。

本发明的另一个示例性实施例针对于一种用于检测回声信号的、例如以载波具体化的计算机数据信号。所述载波包括一个或多个代码段，以利用由在时域和频域中的内插操作生成的输出补偿快速傅里叶变换的OFDM信号中的信道失真。

在示例性实施例中，当进行频域内插时可以使用回声检测机制的扩展，所述回声检测机制能够检测具有超过相应LPF的保护间隔T_GI的延迟的回声信号，和/或提供时域LPF的带宽的调整。

附图说明

结合附图，从下面对本发明示例性实施例的详细描述中，本发明对于本领域的普通技术人员将变得清楚，其中相同的部件用相同的附图标记来表示，其仅仅是举例说明，因此不对本发明的示例性实施例进行限制。

图1是传统数字视频广播-地面(DVB-T)接收机的方框图；

图2是图解说明根据本发明示例性实施例的频域回声检测方法的流程图；

图3是根据本发明示例性实施例的均衡器的方框图；和

图4是根据本发明示例性实施例的、在图3的均衡器中包括的回声检测器的方框图。

具体实施方式

图2是图解说明根据本发明示例性实施例的频域回声检测方法的流程图。图2图解说明了根据本发明示例性实施例的时域内插(操作210)、频域内插(操作230)和/或频道失真补偿(操作250)。

在时域内插中(操作210)，接收快速傅里叶变换的OFDM信号，并对该信号进行时域内插。

频域内插(操作230)包括利用可变带宽的时域低通滤波器(LPF)或其等价物的内插(操作231)和回声检测(操作232)。内插(操作231)可包括在基于带宽控制信号(Band_Ctrl)改变LPF的可变带宽的同时对由时域内插操作(210)产生的输出信号(I/Q)进行频域内插。

进行回声检测(操作232)包括根据所产生的输出信号(I/Q)测量散射导频信号的信号功率(操作233和234)，以及关于反馈信号(I’/Q’)测量散射导频信号的信号功率。反馈信号(I’/Q’)可以通过频率内插而产生(操作235和236)。回声检测(操作232)还包括计算在操作233和235中测量的信号功率之间的信号-功率比(操作237)、比较信号-功率比和规定的阈值电平(操作238)、基于比较结果确定回声信号的状态、和/或基于确定的回声状态输出带宽控制信号(Band_Ctrl)(操作239-1，和239-2)。

补偿(操作250)包括利用由频域内插产生的信号(I’/Q’)补偿快速傅里叶变换的OFDM信号中的信道失真(操作230)。

图3是根据本发明示例性实施例的均衡器的方框图。图3的均衡器包括：时域内插器310、频域内插器330、和/或补偿器350。

参见图3，时域内插器310接收快速傅里叶变换的OFDM信号并对该OFDM信号进行时域内插。

频域内插器330包括时域可变带宽LPF内插器331和回声检测器332。时域可变带宽LPF内插器331对时域内插器310的输出信号I/Q进行频域内插。通过时域可变带宽LPF内插器331来内插输出信号，同时响应于由回声检测器332提供的带宽控制信号(Band_Ctrl)来调整LPF的带宽。在图4中图解说明了根据本发明示例性实施例的回声检测器332。

图3的补偿器350利用由频域内插产生的信号(I’/Q’)补偿快速傅里叶变换的OFDM信号中的信道失真。

图4是根据本发明示例性实施例的、图3中的示例回声检测器332的方框图。参见图4，回声检测器332包括第一计算器410，其测量对应于时域内插器310的输出信号(I/Q)的散射导频信号的信号功率；和第二计算器420，其测量对应于频域内插的输出信号(I’/Q’)的散射导频信号的信号功率。通过用时域可变带宽LPF内插器331内插时域内插器310的输出信号(I/Q)来得到输出信号(I’/Q’)。除法器430计算和/或输出由第一和第二计算器410和420测量的信号功率之间的信号-功率比(SPR)。比较器440将从除法器430输出的信号-功率比(SPR)与规定的阈值(Th)电平进行比较，以确定所检测的回声信号的状态，和/或基于确定的回声信号的状态输出带宽控制信号(Band_Ctrl)。

根据本发明的一个示例性实施例，第一计算器410包括第一绝对值计算器411，其计算还没有通过时域可变带宽LPF内插器331的第k个OFDM符号的第m个散射导频信号的同相(I)分量的绝对值(I_m，sp(k))。第一计算器410包括第二绝对值计算器412，其测量还没有通过时域可变带宽LPF内插器331的第k个OFDM符号的第m个散射导频信号的正交(Q)分量的绝对值(Q_m，sp(k))。第一计算器410还包括第一加法器413，其组合绝对值(I_m，sp(k))与(Q_m，sp(k))；和第一累加器414，其在改变第k个OFDM符号的值m的同时累加I和Q分量的总信号功率。

第一累加器414包括第二加法器415和/或第一触发器或延迟器416。第二加法器415组合从第一加法器413输出的信号和从第一触发器416输出的信号，在其中已经在指定的时间对先前从第一加法器413输出的信号进行过累加并存储作为数据。

根据本发明的一个示例性实施例，第二计算器420包括第三绝对值计算器421，其计算通过时域可变带宽LPF内插器331的第k个OFDM符号的第m个散射导频信号的I’分量的绝对值(I’_m，sp(k))。第二计算器420包括第四绝对值计算器422，其计算通过时域可变带宽LPF内插器331的第k个OFDM符号的第m个散射导频信号的Q’分量的绝对值(Q’_m，sp(k))。第二计算器420还包括第三加法器423，其组合绝对值(I’_m，sp(k))与(Q’_m，sp(k))；和第二累加器424，其在改变第k个OFDM符号中的值m的同时累加I’和Q’分量的信号功率的总量。

第二累加器424包括第四加法器425和/或第二触发器或延迟器426。第四加法器425组合从第三加法器423输出的信号和从第二触发器426输出的信号，在其中已经在指定的持续时间对先前从第三加法器423输出的信号进行过累加并存储作为数据。

除法器430测量和/或输出从第一累加器414输出的信号功率与从第二累加器424输出的信号功率之间的信号-功率比(SPR)，所述第一累加器414测量散射导频信号的I和Q分量的总信号功率，所述第二累加器424测量散射导频信号的I’和Q’分量的总信号功率。

比较器440将信号-功率比(SPR)与规定的阈值(Th)进行比较，和/或基于比较结果输出带宽控制信号(Band_Ctrl)。带宽控制信号(Band_Ctrl)的值取决于所检测的回声延迟的大小而变化。可以利用带宽控制信号(Band_Ctrl)的值来调整时域可变带宽LPF内插器331的带宽。

可以用时域LPF或其等价物模拟的维纳滤波器算法或基于离散傅里叶逆变换/离散傅里叶变换(IDEF/DEF)的算法可以用于时域可变带宽LPF内插器331的可变带宽LPF内插(操作231)。

可以通过连续对已知的散射导频信号进行内插来实现信道估计，所述散射导频信号即时域和频域的信道脉冲响应(CIR)样本。在补偿期间(操作250)可以利用补偿器(350)来补偿估计的CIR样本作为数据副载波。

为了检测回声(操作232)，提供散射导频信号的分量中的I/Q和I’/Q’信号作为到回声检测器332的输入。散射导频信号使得能够测量OFDM符号与在可变带宽LPF内插(操作231)之前和/或之后的散射导频信号之间的信号-功率比。例如，在处理I/Q信号之前，已经通过时域可变带宽LPF内插器331处理过了I’/Q’信号。

根据本发明的示例性实施例，等式(2)的信号-功率比(SPR(k))包括带宽(T_GI)，其是在可变带宽LPF内插(操作231)期间在时域可变带宽LPF内插器331中设定的。信号-功率比(SPR(k))可以通过除法器430计算。信号-功率比的计算(操作237)可以表示为：

$\mathrm{SPR}\left(k\right)=\frac{\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)\left|\right]}{\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)\left|\right]}...\left(2\right)$

其中，SPR(k)表示关于第k个OFDM符号的信号-功率比，其中N_SP表示利用时域内插器310通过时域内插(操作210)所得到的每个OFDM符号的散射导频信号的总数。OFDM操作包括确定是使用利用1705个载波的2K快速傅里叶变换(FFT)模式，还是使用利用6817个载波的8K FFT模式。确定处理取决于每个OFDM符号的载波或散射导频信号的总数。例如，如果在时域内插操作之后每三个副载波得到一个散射导频，则在2K FFT模式中每个OFDM符号的散射导频信号的总数N_SP为568，而在8K FFT模式中是2272。有限脉冲响应(FIR)表示时域LPF或其等价物的阶(order)，它可以被可变带宽LPF内插采用(操作231)。

根据本发明的示例性实施例，(I_m，sp(k))/(Q_m，sp(k))表示还没有通过时域可变带宽LPF内插器331处理的第k个OFDM符号的第m个散射导频的I/Q分量，(I’_m，sp(k))/(Q’_m，sp(k))表示已经通过时域可变带宽LPF内插器331处理的第k个OFDM符号的第m个散射导频的I/Q分量。

在操作233中利用第一绝对值计算器411和/或第二绝对值计算器412以及第一加法器413计算I/Q分量的绝对值|I_m，sp(k)|和|Q_m，sp(k)|。

在操作233和234中，在将m从 增大到 $N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}$ 的同时，第一累加器414对绝对值|I_m，sp(k)|和|Q_m，sp(k)|进行求和，并且累加得到的总和。

在操作235中计算已经通过等价的时域可变带宽LPF内插器331、并已经变为I’/Q’分量的散射导频信号的I/Q分量的绝对值|I’_m，sp(k)|和|Q’_m，sp(k)|。通过利用第三和第四绝对值计算器421和422和/或第三加法器423来进行操作235中的计算。

在操作235和236中，根据本发明的示例性实施例，在将m从

增大到 $N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}$ 的同时，第二累加器424顺序地对绝对值|I’_m，sp(k)|和|Q’_m，sp(k)|进行求和，并且累加得到的总和。

在操作237中，利用除法器430计算信号-功率比(SPR)。在操作238、239-1和239-2中，比较器440将信号-功率比(SPR)与规定的阈值电平(Th)进行比较和/或基于比较结果输出带宽控制信号(Band_Ctrl)。例如，如果(SPR＞Th)，则回声信号具有大于时域可变带宽LPF内插器331的初始带宽T_GI的延迟。如果所检测的回声的延迟大于时域可变带宽LPF内插器331的初始带宽，则增大LPF的带宽。在操作231中，频域内插器330利用包含有关回声分量的信息的带宽控制信号(Band_Ctrl)改变时域可变带宽LPF 331的带宽，从而防止解调信号的失真。

根据本发明的实施例，采用频域回声检测的均衡器包括检测具有延迟的回声信号，所述延迟大于用于频域内插的时域可变带宽LPF的带宽。该均衡器还包括反射解调的信号中所检测的回声，从而减少解调信号的失真。

图2-3中检测回声信号和/或图4中计算带宽控制信号的示例性方法可以用软件实现为计算机程序。例如，根据本发明示例性实施例的程序可以是计算机程序产品，其使得计算机执行检测回声信号的示例性方法的步骤。计算机程序产品可以包括在其上包含有计算机程序逻辑或代码部分的计算机可读记录介质，所述计算机程序逻辑或代码部分用于使得诸如包括处理器的计算机的处理器能够根据示例性方法执行用于检测回声信号和生成带宽控制信号的方法。

计算机可读存储介质可以是安装在计算机机身内部的内嵌介质或布置为使其能够与计算机机身部分相分离的可移动介质。内嵌介质的例子包括(但不限于)可重写非易失性存储器，例如ROM和闪存以及硬盘。可移动介质包括(但不限于)光存储介质，例如CD-ROM和DVD；磁-光存储介质，诸如MO；磁性存储介质，例如软盘(商标)、盒式录音带和可移除硬盘；具有嵌入的可重写非易失性存储器的介质，例如存储卡；和具有内嵌的ROM的介质，例如ROM盒。

计算机程序逻辑例如使得处理器执行在图2的方法中图解说明的一个或多个操作。因此，通过使计算机执行程序，可以完成图2的回声检测方法。结果，由执行程序的计算机所提供的回声检测与通过示例性回声检测方法提供的回声检测相类似。

这些程序可以以外部供应的传播信号和/或以载波具体化的计算机数据信号的形式来提供。可以通过执行示例性方法的操作的实体，在用于传输和/或接收的载波上承载具体化示例性方法的一个或多个功能或操作的计算机数据信号。例如，可以通过在计算机中根据此处描述的示例性回声检测方法处理载波的一个或多个代码段，来实现示例性实施例的功能或操作。

此外，当在计算机可读存储介质上记录这些程序时，这些程序可以容易地被存储和分配。因此，存储介质在由计算机读取时，使得可以通过此处描述的示例性回声检测方法进行回声信号检测。

尽管已经参考本发明的示例性实施例详细示出和描述了本发明，但本领域的技术人员应当明白可以在不违背本发明的精神和范围的情况下在形式和细节上作出各种改变。例如，通过图2-4描述的示例性装置和方法可以以硬件和/或软件来实现。硬件/软件实现可以包括一个或多个处理器以及一种或多种产品的结合。所述一种或多种产品可以包括存储介质和可执行计算机程序。可执行程序包括执行详细操作或功能的指令。计算机可执行程序还可以被提供作为外部供应的传播信号的一部分。这样的变化不应当认为是对本发明示例性实施例的精神和范围的违背，所有本领域的技术人员所显见的这样的修改规定为是包括在随后的权利要求的范围之内的。

Claims (18)

1.一种检测频域中的回声信号的方法，包括步骤：

在时域中内插至少一个快速傅里叶变换的OFDM接收信号；

利用具有响应于带宽控制信号而变化的带宽的时域可变带宽LPF，在频域中内插至少一个通过时域内插所生成的信号；

测量由时域内插生成的至少一个信号的散射导频信号和由频域内插生成的至少一个信号的另一个散射导频信号之间的至少一个信号-功率比；

将测量的至少一个信号-功率比与阈值进行比较，以确定回声信号的状态，并用回声状态信息生成带宽控制信号；和

利用带宽控制信号适应性地改变可变带宽LPF的带宽；和

利用由频域内插所生成的信号补偿快速傅里叶变换的OFDM接收信号中的信道失真。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述频域内插进一步包括：

在响应于带宽控制信号而改变可变带宽LPF的带宽的同时，对通过时域内插所生成的信号进行时域LPF内插；和

检测来自快速傅里叶变换的OFDM信号的回声信号。

3.如权利要求2所述的方法，其中所述检测回声信号进一步包括：

累加与通过时域内插所生成的至少两个信号相对应的至少两个散射导频信号的至少两个信号功率；

累加与通过频域内插所生成的至少两个信号相对应的至少两个散射导频信号的至少两个信号功率；

测量所述累加的与通过时域内插生成的至少两个信号相对应的至少两个信号功率和所述累加的与通过频域内插生成的至少两个信号相对应的至少两个信号功率之间的至少一个信号-功率比；

将测量的至少一个信号-功率比与阈值进行比较，以确定回声状态；和

基于确定的回声状态生成带宽控制信号。

4.如权利要求3所述的方法，其中与通过时域内插生成的至少两个信号相对应的至少两个散射导频信号的信号功率是：

$\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)\left|\right];$

与通过频域内插生成的至少两个信号相对应的至少两个散射导频信号的信号功率是：

$\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)\left|\right];$ 和信号-功率比是：

$\frac{\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)\left|\right]}{\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)\left|\right]}$

其中N_SP表示对其进行了时域内插的每个OFDM符号的散射导频信号的总数，FIR表示在频域内插中使用的时域LPF的阶，I_m，sp(k)/Q_m，sp(k)表示还没有对其进行过频域内插的第k个OFDM符号的第m个散射导频的I/Q分量，I’_m，sp(k)/Q’_m，sp(k)表示已对其进行过频域内插的第k个OFDM符号的第m个散射导频的I/Q分量，I表示散射导频信号的同相分量，Q表示散射导频信号的正交分量。

5.如权利要求2所述的方法，其中当信号-功率比大于阈值时，生成带宽控制信号，以便提供在频域内插中使用的带宽变化的LPF的带宽范围的增大；当信号-功率比不大于阈值时，生成带宽控制信号以保持在频域内插中使用的带宽变化的LPF的当前带宽。

6.一种均衡器，包括：

时域内插器，其接收快速傅里叶变换的OFDM信号，并对接收的信号进行时域内插；

频域内插器，其对利用具有响应于带宽控制信号而变化的带宽的时域LPF、通过时域内插器所生成的信号进行频域内插；和

补偿器，其利用由频域内插器生成的信号来补偿快速傅里叶变换的OFDM信号中的信道失真。

7.如权利要求6所述的均衡器，其中所述频域内插器包括回声检测器，该回声检测器进一步包括：

第一计算器，其计算从通过时域内插器生成的至少两个信号得到的散射导频信号的信号功率；

第二计算器，其计算从通过频域内插器生成的至少两个信号得到的散射导频信号的信号功率；

除法器，其测量与通过时域内插生成的至少两个信号和通过频域内插器生成的至少两个信号相对应的信号功率之间的信号-功率比；

比较器，其将测量的信号-功率比与阈值进行比较，以确定回声信号的状态，并生成包含有关确定的回声状态的信息的带宽控制信号。

8.如权利要求7所述的均衡器，其中所述第一计算器包括：

第一绝对值计算器，其计算由时域内插器生成的信号的同相分量的绝对值；

第二绝对值计算器，其计算由时域内插器生成的信号的正交分量的绝对值；

第一加法器，其组合从第一和第二绝对值计算器输出的信号；和

第一累加器，其累加从第一加法器输出的至少两个信号。

9.如权利要求8所述的均衡器，其中所述第二计算器包括：

第三绝对值计算器，其计算由频域内插器生成的信号的同相分量的绝对值；

第四绝对值计算器，其计算由频域内插器生成的信号的正交分量的绝对值；

第三加法器，其组合从第三和第四绝对值计算器输出的信号；和

第二累加器，其累加从第三加法器输出的至少两个信号。

10.如权利要求9所述的均衡器，其中所述第一累加器包括：

第二加法器，其组合从第一加法器输出的信号和从第一延迟器输出的信号，所述第一延迟器存储从第二加法器输出的信号。

11.如权利要求9所述的均衡器，其中所述第二累加器包括：

第四加法器，其组合从第三加法器输出的信号和从第二延迟器输出的信号，所述第二延迟器存储从第四加法器输出的信号。

12.如权利要求5所述的均衡器，其中从第一计算器输出的信号是：

$\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)\left|\right];$

从第二计算器输出的信号是：

$\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)\left|\right];$ 和信号-功率比是：

$\frac{\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}\left(k\right)\left|\right]}{\underset{m=\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\overset{N_{\mathrm{SP}}-\frac{\mathrm{FIR}}{2}}{\mathrm{\Σ}}}\left[\right|I_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)|+|Q_{m,\mathrm{sp}}^{\′}\left(k\right)\left|\right]}$

其中N_SP表示通过时域内插处理过的每个OFDM符号的散射导频信号的总数，FIR表示由LPF内插采用的等效时域的阶，I_m，sp(k)/Q_m，sp(k)表示还没有被频域内插器处理过的第k个OFDM符号的第m个散射导频的I/Q分量，I’_m，sp(k)/Q’_m，sp(k)表示由频域内插器处理过的第k个OFDM符号的第m个散射导频的I/Q分量，I表示复坐标的散射导频信号的同相分量，Q表示复坐标的散射导频信号的正交分量。

13.如权利要求6所述的均衡器，其中当信号-功率比大于阈值时，生成带宽控制信号，以便表示在频域内插中使用的变化带宽的LPF的带宽范围的增大；当信号-功率比不大于阈值时，生成带宽控制信号以保持在频域内插中使用的带宽变化的LPF的当前带宽。

14.一种检测回声信号的方法，包括：

接收快速傅里叶变换的OFDM信号；

在时域中内插所接收的OFDM信号；

通过利用具有响应于带宽控制信号而变化的带宽的时域LPF，在频域中内插时域内插的输出；和

利用由频域内插所生成的输出补偿快速傅里叶变换的OFDM信号中的信道失真。

15.一种用于检测回声的方法，包括：

测量从在时域中内插的第一内插信号得到的至少一个散射导频信号的第一信号功率；

测量从第二内插信号得到的至少另一个散射导频信号的第二信号功率，其中所述第二内插信号是通过在频域中内插第一内插信号得到的；

计算测量的第一和第二信号功率之间的信号-功率比；

将信号-功率比与阈值电平进行比较，以确定回声信号的状态；和

基于所确定的回声信号的状态生成带宽控制信号。

16.一种回声检测设备，包括：

第一计算部件，其测量从在时域中内插的第一内插信号得到的至少一个散射导频信号的第一信号功率；

第二计算部件，其测量从第二内插信号得到的至少另一个散射导频信号的第二信号功率，其中所述第二内插信号是通过在频域中内插第一时域内插信号得到的；

除法器，其计算所测量的第一和第二信号功率之间的信号-功率比；和

比较器，其将信号-功率比与阈值电平进行比较以确定回声信号的状态，并基于所确定的回声信号的状态向第二计算部件提供带宽控制信号。

17.一种计算机程序产品，包括在其上存储有使得处理器能够检测回声信号的计算机程序逻辑的计算机可读介质，所述计算机程序逻辑使得处理器执行下述功能：

接收快速傅里叶变换的OFDM信号；

在时域中内插接收到的OFDM信号；

通过利用具有响应于带宽控制信号而变化的带宽的时域变化带宽LPF，在频域中内插时域内插的输出；和

利用由频域内插所生成的输出补偿快速傅里叶变换的OFDM信号中的信道失真。

18.一种以载波具体化的计算机数据信号，该计算机数据信号包括：

第一代码段，用于接收快速傅里叶变换的OFDM信号；

第二代码段，用于在时域中内插接收到的OFDM信号；

第三代码段，用于通过利用具有响应于带宽控制信号而变化的带宽的时域带宽变化LPF，在频域中内插时域内插的输出；和

第四代码段，用于利用由频域内插所生成的输出来补偿快速傅里叶变换的OFDM信号中的信道失真。

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