CN112583282A - 一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，区别于传统整流级6扇区的划分，将每个传统整流扇区细分为两个小扇区；逆变级采用相邻的两个有效电压矢量和一个零电压矢量(V₀或V₇)合成调制，根据逆变级零电压矢量作用时直流侧电流为0，有效电流矢量I_active幅值为0的特性，将整流级的调制方法分为两部分：1)在逆变级采用有效电压矢量时，整流级采用有效电流矢量；2)在逆变级采用零电压矢量时，整流级采用共模电压幅值小的零幅值有效电流矢量I_{active_0}。

Description

一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法

技术领域

本发明涉及一种电力电子技术领域，具体涉及一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法。

背景技术

矩阵变换器(Matrix Converter，MC)是在周波变换器基础上发展起来的一种直接AC-AC交流变换器，具有输出电压波形可控、输入输出电流正弦、输入功率因数可控且不受输出功率因数的限制、集成度高、能量密度大等优势，成为极具潜力的新一代电能变换装置。矩阵变换器从拓扑结构上可分为直接矩阵变换器(Direct Matrix Converter，DMC)和间接矩阵变换器(Indirect matrix converter，IMC)。相比于DMC，IMC所需的开关器件数量少，结构更为紧凑，因此IMC颇有发展潜力。

矩阵变换器在运行过程中会在负载中性点处产生共模电压，共模电压会影响矩阵变换器驱动的电机系统中的电机绕组绝缘，同时会产生流入地线的高频漏电流，产生强烈的电磁干扰(EMI)问题，影响周围设备的正常运行。

现有抑制间接矩阵变换器共模电压的方法可分为硬件补偿和调制方法两大类。第一类，在间接矩阵变换器拓扑结构中增加硬件补偿。该方法可以有效地抑制共模电压，但却破坏了矩阵变换器结构紧凑的特点，降低了运行可靠性。第二类，优化调制方法，该类方法保持了矩阵变换器结构特点，且只需要改变调制算法而易于实现。传统的优化调制方法是以牺牲电压传输比或输入输出波形质量、增加开关转换次数来减小共模电压，导致变换器驱动电机系统调速范围窄、能量损耗大等问题。在传统的不连续脉宽调制(DPWM)方法中，主要利用DPWM调制中开关动作少的特点来减小开关损耗，提高能量传输效率，但未考虑对共模电压的抑制。

发明内容

本发明针对现有调制技术的不足，提出了一种在保证了输入输出波形质量和电压传输比与传统DPWM调制方法相同的基础上，有效地降低间接矩阵变换器共模电压峰值的不连续脉宽调制方法。

本发明的技术方案如下：

一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，将整流级的三相输入电压在一个周期内划分为12个小扇区，即k＝1_I，1_II，2_I，2_II，3_I，3_II，4_I，4_II，5_I，5_II，6_I，6_II；在整流级和逆变级包括以下调制步骤：

S1：逆变级采用相邻的两个有效电压矢量和一个零电压矢量合成调制；当参考输入电流位于不同的整流扇区时，逆变级的零电压矢量V_zero的选择为：

S2：整流级的调制方法包括：

1)在逆变级采用有效电压矢量时，整流级采用有效电流矢量；

2)在逆变级采用零电压矢量时，整流级采用共模电压幅值小的零幅值有效电流矢量I_{active_0}。

所述步骤S2具体包括：

S21：整流级在采用两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ合成调制下，分别计算两个有效电流矢量的占空比d_δ、d_γ；

S22：逆变级在采用两个相邻有效电压矢量V_α、V_β和一个零电压矢量V_zero合成调制下，分别计算三个矢量对应的占空比d_α，d_β和d_zero；

S23：在整流级采用两个相邻有效电流矢量、逆变级采用两个相邻有效电压矢量和一个零电压矢量的调制下，计算在d_δ时段两个相邻有效电压矢量V_α、V_β对应的占空比d_{α_δ}、d_{β_δ}，以及在d_γ时段两个相邻有效电压矢量V_α、V_β对应的占空比d_{α_γ}、d_{β_γ}；

S24：在零电压矢量d_zero时段，利用两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ的幅值为0的特性，整流级在两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ中选择共模电压小的零幅值有效电流矢量I_{active_0}；其中零幅值有效电流矢量I_{active_0}与两个相邻有效电流矢量I_δ，I_γ的关系为：

S25：在占空比d_{α_δ}和d_{β_δ}时段，整流级采用有效电流矢量I_δ；在d_{α_γ}和d_{β_γ}时段，整流级采有效电流矢量I_γ。

在所述d_zero时段，整流级采有零幅值效电流矢量I_{active_0}对应的占空比d_{active_0}＝d_zero＝1-d_α-d_β。

在所述d_{α_δ}和d_{β_δ}时段，整流级采有效电流矢量I_δ对应的占空比d_{I_δ}＝d_{α_δ}+d_{β_δ}。

在所述d_{α_γ}和d_{β_γ}时段，整流级采有效电流矢量I_γ对应的占空比d_{I_γ}＝d_{α_γ}+d_{β_γ}。

本发明的技术效果如下：

本发明的一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，逆变级采用相邻的两个有效电压矢量和一个零电压矢量(V₀或V₇)合成调制，基于逆变级零电压矢量作用时有效电流矢量I_active幅值为0的特性，整流级的调制方法分为两部分：1)在逆变级采用有效电压矢量时，整流级采用两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ；2)在逆变级采用零电压矢量时，整流级采用共模电压幅值小的零幅值有效电流矢量I_{active_0}。

由于零电压矢量和零幅值有效电流矢量作用时，不影响参考电压矢量和参考电流矢量的合成，且有效电压矢量的占空比与传统DPWM调制方法相同，因此本发明的调制方法可以保证输入输出性能以及电压传输比等特性不比传统DPWM调制差。

本发明在零电压矢量和零幅值有效电流矢量作用下的输出共模电压峰值为输入电压峰值V_in的0.5倍，有效电压矢量和有效电流矢量作用下的共模电压峰值为输入电压峰值V_in的0.577倍，和传统DPWM调制相比，最大共模峰值降低了42.3％。

综上所述，本发明在保证输入输出波形质量和电压传输比与传统DPWM调制方法基本相同的基础上，有效地降低了间接矩阵变换器的共模电压峰值。本发明还结合仿真和实验来验证本发明减小间接矩阵变换器共模电压的新型DPWM调制方法的有效性。

附图说明

图1是间接矩阵变换器的拓扑结构示意图

图2(a)是传统DPWM整流扇区的三相输入电压

图2(b)是传统DPWM整流扇区

图2(c)是传统DPWM逆变扇区

图2(d)是传统DPWMMIN方法整流级和逆变级矢量排布

图2(e)是传统DPWMMAX方法整流级和逆变级矢量排布

图3(a)-(b)是整流级采有效矢量、逆变级分别采用有效电压矢量和零电压矢量的等效电路图

图4是本发明调制方法下整流级12扇区的三相输入电压

图5(a)-(b)是本发明调制方法下整流级和逆变级矢量排布

图6是本发明调制方法下在整流级扇区和逆变级扇区的矢量选择

图7(a)-7(b)是本发明调制方法和两种传统DPWM调制方法在电压传输比为0.4和0.8的仿真波形

图8是本发明调制方法和两种传统DPWM调制方法在电压传输比为0.4的共模电压u_cm、输出线电压u_AB、输出电流i_A、输入电流i_a的实验波形

图9是本发明调制方法和两种传统DPWM调制方法在电压传输比为0.8的共模电压u_cm、输出线电压u_AB、输出电流i_A、输入电流i_a的实验波形

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。

如图1所示，从拓扑结构来看，间接矩阵变换器(Indirect matrix converter，IMC)可看成由整流级和逆变级组成，其产生的共模电压u_cm是指负载中点n与参考地g之间的电压，当IMC驱动三相对称负载时，输出共模电压u_cm为：

其中v_Ag，v_Bg，v_Cg表示以地g为参考点的三相输出相电压。将v_Ag，v_Bg，v_Cg表示为间接矩阵变换器的开关函数，得到共模电压u_cm表达式为：

其中，如图2(a)所示，u_a，u_b，u_c为三相输入电压；S_jk(j＝a，b，c；k＝p，n)为整流级开关管，S_i(i＝1，2，3，4，5，6)为逆变级开关管，开关管S_jk、S_i的值定义为导通时为1，关断时为0。

由IMC的矢量合成原理，图2(b)和图2(c)中有效电流矢量I_active、电压矢量V可表示为：

其中i_dc为中间直流电流；u_pn为中间直流电压；M_clark为变换过渡矩阵。

在传统的DPWM调制方法中，每个整流级扇区的参考电流矢量I_ref由两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ合成，每个逆变级扇区的参考电压矢量V_ref由两个相邻有效电压矢量V_α、V_β及一个零电压矢量V_zero(V₀或V₇)合成。

以I_ret、V_ref在第一扇区为例，矢量排布如图2(d)和图2(e)所示，当零电压矢量V_zero只使用V₀时，传统DPWM调制为DPWMMIN调制方式；当零电压矢量V_zero只使用V₇时，传统DPWM调制为DPWMMAX调制方式。

在IMC中，传统整流级和逆变级可分为6个扇区，在整流级和逆变级各扇区中，两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ的选择和两个有效电压矢量V_α、V_β的选择如表1所示。

表1：

如图3(a)所示，当IMC逆变级有效电压矢量V_α、V_β作用时，三相负载通过IMC的整流级、直流母线、逆变级与输入电源形成闭合回路。直流母线电流i_dc不为零，由式(3)可知，此时整流级的有效电流矢量I_active的幅值不为零。

如图3(b)所示，当IMC逆变级零电压矢量V₀或V₇作用时，三相负载与IMC逆变级形成闭合回路。直流母线电流i_dc为零，由式(3)可知，此时整流级有效电流矢量I_active的幅值为零。

在本发明的调制方法中，为了满足整流级参考电流矢量I_ref的矢量合成原理，此时整流级有效电流矢量的选取须满足表1中有效电流矢量选取原则。由于零幅值有效电流矢量I_{active_0}的幅值I_active为0，参考电流矢量I_ref的合成不受零幅值有效电流矢量I_{active_0}的影响，此时逆变级用零电压矢量时，整流级选择最小共模电压的零幅值有效电流矢量。

如图4所示，区别于传统整流级和逆变级6个扇区的划分，本发明将三相输入电压在一个周期内划分为12个小扇区。在12个不同小扇区中，u_max，u_mid，u_min与三相输入电压的对应关系如表2所示，k表示本发明新型DPWM调制策略的整流级扇区号。

表2：

u_max，u_mid，u_min表示三相输入电压的绝对值，且u_max幅值范围为[0.866V_in，V_in]，u_mid幅值范围为[0.5V_in，0.866V_in]，u_min幅值范围为[0，0.5V_in]。

当参考电流矢量I_ref处于整流级的不同12个小扇区中，得到输入整流扇区的不同零幅值有效电流矢量和不同零电压矢量组合作用下的共模电压幅值u_cm大小，如表3所示。

表3：

如图5(a)所示，一个开关周期内参考输入电流在传统整流奇数扇区时，逆变级采用的两个相邻有效电压矢量V_α、V_β对称排布在中间，采用的零电压矢量对称排布在两侧。

如图5(b)所示，一个开关周期内参考输入电流在传统整流偶数扇区时，逆变级采用的两个相邻有效电压矢量V_α、V_β对称排布在两侧，采用的零电压矢量对称排布在中间。

在1_I，3_I和5_I扇区，V₀和I_γ作用下的共模电压为H_min；在1_II，3_II和5_II扇区，V₀和I_δ作用下的共模电压为u_min；共模电压峰值为输入电压幅值V_in的0.5倍。

在2_I，4_I和6_I扇区，V₇和I_γ作用下的共模电压为u_min；在2_II，4_II和6_II扇区，V₇和I_δ作用下的共模电压为u_min；共模电压峰值为输入电压幅值V_in的0.5倍。

基于将整流级的三相输入电压在一个周期内划分为12个小扇区即k＝1_I，1_II，2_I，2_II，3_I，3_II，4_I，4_II，5_I，5_II，6_I，6_II，本发明的一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，在整流级和逆变级的调制包括以下步骤：

S1：逆变级采用相邻的两个有效电压矢量和一个零电压矢量合成调制；当参考输入电流位于不同的整流扇区时，逆变级的零电压矢量V_zero的选择为：

S2：整流级的调制方法包括：

1)在逆变级采用有效电压矢量时，整流级采用有效电流矢量；

2)在逆变级采用零电压矢量时，整流级采用共模电压幅值小的零幅值有效电流矢量I_{active_0}。

所述步骤S2具体包括：

S21：整流级在采用两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ合成调制下，分别计算两个有效电流矢量的占空比d_δ、d_γ；

S22：逆变级在采用两个相邻有效电压矢量V_α、V_β和一个零电压矢量V_zero合成调制下，分别计算三个矢量对应的占空比d_α，d_β和d_zero；

S23：在整流级采用两个相邻有效电流矢量、逆变级采用两个相邻有效电压矢量和一个零电压矢量的调制下，计算在d_δ时段两个相邻有效电压矢量V_α、V_β对应的占空比d_{α_δ}、d_{β_δ}，以及在d_γ时段两个相邻有效电压矢量V_α、V_β对应的占空比d_{α_γ}、d_{β_γ}；

S24：在零电压矢量d_zero时段，利用两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ的幅值为0的特性，整流级在两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ中选择共模电压小的零幅值有效电流矢量I_{active_0}；其中零幅值有效电流矢量I_{active_0}与两个相邻有效电流矢量I_δ，I_γ的关系为：

S25：在占空比d_{α_δ}和d_{β_δ}时段，整流级采用有效电流矢量I_δ；在d_{α_γ}和d_{β_γ}时段，整流级采有效电流矢量I_γ。

在d_zero时段，整流级采有零幅值效电流矢量I_{active_0}对应的占空比

d_{active_0}＝d_zero＝1-d_α-d_β (8)

在d_{α_δ}和d_{β_δ}时段，整流级采有效电流矢量I_δ对应的占空比

d_{I_δ}＝d_{α_δ}+d_{β_δ} (9)

在d_{α_γ}和d_{β_γ}时段，整流级采有效电流矢量I_γ对应的占空比

d_{I_γ}＝d_{α_γ}+d_{β_γ} (10)

在整流级12扇区里，本发明的有效电流矢量I_δ、I_γ和有效电压矢量V_α、V_β的选择与表1所示的传统DPWM调制方法相同。在不同的整流级12扇区中零电压矢量V₀和零幅值有效电流矢量I_{active_0}的选择分别如公式(6)、公式(7)所示。

根据本发明的一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，参考电流矢量I_ref和参考电压矢量V_ref分别为

I_ref＝d_{I_δ}I_δ+d_{I_γ}I_γ+d_{active_0}I_{active_0} (11)

V_ref＝(d_{α_δ}+d_{α_γ})V_α+(d_{β_δ}+d_{β_γ})V_β+d_zeroV_zero (12)

由于零电压矢量和零幅值有效电流矢量作用时，不影响参考电压矢量和参考电流矢量的合成，同时有效电压矢量的占空比与传统DPWM调制方法相同，因此本发明的调制方法可保证电压传输比的范围和传统DPWM调制方法一样。

如图6所示，当逆变级位于1扇区，整流级位于扇区1_I，整流采用有效电流矢量为I_ab、I_ac，逆变采用有效电压矢量V₁、V₂，此时共模电压峰值大小为0.577V_in。逆变级采用零电压矢量V₀，整流级采用零幅值有效电流矢量为I_ac，此时共模电压峰值大小为0.5V_in。

当逆变级位于1扇区，整流级位于扇区1_II，整流级采用有效电流矢量为I_ab、I_ac，逆变采用有效电压矢量V₁、V₂，此时共模电压峰值大小为0.577V_in，逆变级采用零电压矢量V₀，整流级采用零幅值有效电流矢量为I_ab，此时共模电压峰值大小为0.5V_in。

通过对本发明调制方法的共模电压峰值大小计算，整流级和逆变级使用有效矢量产生的共模电压峰值为输入电压峰值V_in的0.577倍；整流级用零幅值有效电流矢量配合逆变级零电压矢量产生的共模电压峰值为输入电压峰值V_in的0.5倍。

当整流级和逆变级位于其他扇区时，其调制原理与上述整流级/逆变级所处的扇区原理相同。

为了进一步验证在本发明的调制方法下间接矩阵变换器的共模电压抑制效果、输入和输出波形质量特性，图7(a)和图7(b)分别给出了在电压传输比m＝0.4和电压传输比m＝0.8下的本发明调制方法和两种传统DPWM调制方法的仿真波形。

经过对比，本发明调制方法的电压波形和传统DPWM方法的电压波形基本相同，输入输出的电流波形经过FFT分析，本发明调制方法的输入输出电流THD比传统DPWM方法下的输入输出电流THD小，说明本发明输入输出电流特性比传统DPWM方法好；从共模电压的仿真波形来看，本发明抑制共模电压峰值效果明显优于两种传统DPWM方法。

如图8、图9所示，分别给出了在电压传输比m＝0.4和电压传输比m＝0.8下的两种传统DPWM调制方法和本发明的调制方法的实验波形。经过对比，本发明的调制方法和传统DPWM方法输出电压波形基本相同，从输入输出电流波形的THD可以看出，本发明调制方法的THD比传统DPWM方法要小，说明本发明输入输出电流特性比传统DPWM方法好；从共模电压峰值的实验波形来看，本发明调制方法抑制共模电压的效果明显优于两种传统DPWM方法。

综上所述，在电压传输比为m＝0.4和m＝0.8的情况下，通过仿真和实验对本发明的调制方法、两种传统DPWM调制方法进行比较后可以看出，本发明调制方法输入输出的电流谐波畸变率都比传统DPWM方法小。从而证明本发明调制方法的可行性和有效性同传统DPWM调制方法相比，在减小共模电压峰值的同时，本发明调制方法的输入输出性能没有下降。

应当指出，以上所述具体实施方式可以使本领域的技术人员更全面地理解本发明创造，但不以任何方式限制本发明创造。因此，尽管本说明书参照附图和实施例对本发明创造已进行了详细的说明，但是，本领域技术人员应当理解，仍然可以对本发明创造进行修改或者等同替换，总之，一切不脱离本发明创造的精神和范围的技术方案及其改进，其均应涵盖在本发明创造专利的保护范围当中。

Claims (6)

1.一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，将整流级的三相输入电压在一个周期内划分为12个小扇区，即k＝1_I，1_II，2_I，2_II，3_I，3_II，4_I，4_II，5_I，5_II，6_I，6_II；在整流级和逆变级包括以下调制步骤：

S1：逆变级采用相邻的两个有效电压矢量和一个零电压矢量合成调制；当参考输入电流位于不同的整流扇区时，逆变级的零电压矢量V_zero的选择为：

其中V₀、V₇为零电压矢量

S2：整流级的调制方法包括：

1)在逆变级采用有效电压矢量时，整流级采用有效电流矢量；

2)在逆变级采用零电压矢量时，整流级采用共模电压幅值小的零幅值有效电流矢量I_{active_0}。

2.如权利要求1所述的一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，其特征在于：所述步骤S2中，在逆变级采用有效电压矢量时，

S21：整流级在采用两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ合成调制下，分别计算两个有效电流矢量的占空比d_δ、d_γ；

S22：逆变级在采用两个相邻有效电压矢量V_α、V_β和一个零电压矢量V_zero合成调制下，分别计算三个矢量对应的占空比d_α，d_β和d_zero；

S23：在整流级采用两个相邻有效电流矢量、逆变级采用两个相邻有效电压矢量和零电压矢量的调制下，计算在d_δ时段两个相邻有效电压矢量V_α、V_β对应的占空比d_{α_δ}、d_{β_δ}，以及在d_γ时段两个相邻有效电压矢量V_α、V_β对应的占空比d_{α_γ}、d_{β_γ}。

3.如权利要求1所述的一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，其特征在于：在逆变级采用零电压矢量d_zero时，

S24：利用相邻有效电流矢量I_δ、I_γ的幅值为0的特性，整流级在两个相邻有效电流矢量I_δ、I_γ中选择共模电压小的零幅值有效电流矢量I_{active_0}；其中零幅值有效电流矢量I_{active_0}与两个相邻有效电流矢量I_δ，I_γ的关系为：

S25：在占空比d_{α_δ}和d_{β_δ}时段，整流级采用有效电流矢量I_δ；在d_{α_γ}和d_{β_γ}时段，整流级采有效电流矢量I_γ。

4.如权利要求3所述的一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，其特征在于：在所述d_zero时段，整流级采用零幅值有效电流矢量I_{active_0}对应的占空比d_{active_0}＝d_zero＝1-d_α-d_β。

5.如权利要求2所述的一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，其特征在于：在所述d_{α_δ}和d_{β_δ}时段，整流级采有效电流矢量I_δ对应的占空比d_{I_δ}＝d_{α_δ}+d_{β_δ}。

6.如权利要求2所述的一种减小间接矩阵变换器共模电压的不连续脉宽调制方法，其特征在于：在所述d_{α_γ}和d_{β_γ}时段，整流级采有效电流矢量I_γ对应的占空比d_{I_γ}＝d_{α_γ}+d_{β_γ}。

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