CN112578411B - 一种微弱bds-3 b1c基带信号的捕获方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种微弱BDS‑3 B1C基带信号的捕获方法及系统，所述方法包括：步骤1)将接收到的BDS‑3 B1C导频分量的基带中频信号进行下变频，获得零中频信号；步骤2)将零中频信号与本地复现的主码进行相关运算，完成主码解调，从而进行主码相位与多普勒频率的估计；步骤3)对主码解调后的信号进行相干累加得到一系列累加值；将这些累加值与本地复现的所有可能的次级码序列分别进行相关运算，完成次级码解调；步骤4)对次级码解调后的信号进行相干累加，并将累加值取模平方后找出其中最大值，将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值，进入步骤1)，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功。

Description

一种微弱BDS-3 B1C基带信号的捕获方法及系统

技术领域

本发明涉及北斗卫星领域，具体涉及一种微弱BDS-3 B1C基带信号的捕获方法及系统。

背景技术

GNSS接收机对接收到的GNSS基带信号进行数字解调的过程一般分为三步：捕获、跟踪、同步。其中第一步：捕获，是GNSS接收机设计中最重要、也是最复杂的一个部分。通常，在一些低信噪比条件下，GNSS接收机所接收到的GNSS信号均为低信噪比的微弱信号。因此，需要增加相干积分时间来提高信噪比增益，这进一步增加了捕获引擎设计的复杂度。

北斗导航卫星系统(BDS)(以下简称北斗)是我国独立建造的导航卫星系统。北斗建设分为三个阶段，分别是“北斗一号(BDS-1)”、“北斗二号(BDS-2)”以及“北斗三号(BDS-3)”。其中，BDS-3是全球导航卫星系统，并且BDS-3将在L1频点(1575.42MHz)向全球用户公开播发B1C信号。B1C信号包含数据分量和导频分量。其中，导频分量采用“层级码”结构(tiered code architecture)，在主码(primary code)的基础上调制了一级次级码(secondary code)，这进一步降低了不同信号导频分量之间的互相关特性，并加快了数据比特同步。但是这也给微弱信号的捕获带来了新的挑战，因为微弱信号的捕获需要增加相干积分时间，从而需要克服次级码码片符号“跳变”带来的影响。

此外，BDS-3 B1C信号的导频分量功率占整个BDS-3 B1C信号功率的3/4，并且导频分量中的BOC(1,1)部分占整个BDS-3 B1C信号功率的29/44。因此，本发明所提出的方法主要处理BDS-3 B1C信号导频分量中的BOC(1,1)部分。

一般地，二维捕获搜索算法用于主码相位和多普勒频率的并行搜索。这其中，短时相干积分加FFT的算法结构常被用来实现二维并行搜索。该种算法结构大体上分为两种类型：(1)部分匹配滤波器(Partial matched filter:PMF)加FFT。但是该种算法需要多个复杂的多输入加法器和一个高速FFT；(2)串并匹配滤波器(serial-parallel matchedfilter:SPMF)加FFT。但是该算法在进行FFT操作之前，需要RAM来存储短时相干积分结果。

通常情况下，在次级码捕获过程当中，当有N个次级码码片需要解调时，传统方法则是遍历N个次级码码片所对应的2^N-1或者M个可能的符号组合分别进行相关及相干累加运算，并对累加结果进行平方，然后取其中的最大值进行捕获判决。其中M表示一个次级码周期内次级码码片的数目。对于BDS-3 B1C信号而言，次级码周期为18s，包含1800个码片，即M＝1800，并且单个次级码码片长度为10ms。到目前为止，所有已提出的次级码捕获方法均是基于FFT的方法，但是这些方法用于捕获码片数长达1800的次级码时均面临着巨大的硬件资源消耗。

发明内容

本发明的目的在于克服上述技术缺陷，提出一种微弱BDS-3 B1C基带信号捕获方法，其复杂度较低，硬件资源消耗少。

为实现上述目的，本发明的实施例1提供了一种微弱BDS-3 B1C基带信号的捕获方法，所述方法包括：

步骤1)将接收到的BDS-3 B1C导频分量的基带中频信号进行下变频，获得零中频信号；

步骤2)将零中频信号与本地复现的主码进行相关运算，完成主码解调，从而进行主码相位与多普勒频率的估计；

步骤3)对主码解调后的信号进行相干累加得到一系列累加值；将这些累加值与本地复现的所有可能的次级码序列分别进行相关运算，完成次级码解调；

步骤4)对次级码解调后的信号进行相干累加，并将累加值取模平方后找出其中最大值，将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值，进入步骤1)，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功。

作为上述方法的一种改进，所述步骤1)具体包括：

步骤1-1)接收到的BDS-3 B1C导频分量的BOC(1,1)部分的基带中频信号r[n]表示为：

其中，A为信号的幅度值；n为样本序号，对应时刻为nT_s；s[nT_s]为信号上调制的次级码；c[n-τ]为信号上调制的主码，其中包含子载波分量sign{sin[2π(f_sc+f_d)nT_s]}，f_sc＝1.023MHz；f_IF为信号中频；f_d为信号多普勒频率；τ为信号主码相位延迟；为信号载波初始相位；T_s为采样周期，并且有采样频率f_s＝1/T_s；η[n]为信号中的加性高斯白噪声；

步骤1-2)将本地生成的载波信号与输入的中频信号进行混频操作，然后再进行积分操作，积分时间为T_coh，相应的采样率降低为f_coh＝1/T_coh，因而零中频信号r_coh[v]表示为：

其中，V＝f_s*T_coh，表示积分操作时进行累加运算的信号样本个数；v为样本序号，对应时刻为vT_coh； 是输入信号多普勒频率f_d的估计值。

作为上述方法的一种改进，所述步骤2)具体包括：

步骤2-1)本地生成的主码序列为其中/>是输入信号主码相位延迟τ的估计值；

步骤2-2)将步骤1)生成的零中频信号与步骤2-1)生成的本地主码序列进行相关运算，进而进行短时相干积分，积分时间为T_sec＝0.078125ms，因此在T_c＝10ms的范围内，共有128个短时相干积分结果r_sec[u]：

其中，U＝f_s*T_sec，并且u∈[0,127]；

步骤2-3)对128个短时相干积分结果进行一倍补零操作，得到行向量r，共包含256个元素：

r＝[r_sec[0],r_sec[1],…,r_sec[127],0,0,…,0] (4)

步骤2-4)将行向量r从第一个元素开始依次顺序进行复数FFT操作，得到256个FFT输出结果

其中，I＝256，表示FFT点数；h表示一次FFT运算之后输出的结果序号；l的含义为：对应于第l个主码相位的第l次FFT运算；k表示次级码码片的序号；是残余载波相位；η_h,l是噪声项；

用表示主码相位和多普勒频率均已估计准确的FFT输出值并作为相干累加值：

其中η_k为噪声。

作为上述方法的一种改进，所述步骤3)具体包括：

步骤3-1)将所接收到的N个如公式(6)所示的相干累加值用向量表示为：

其中，s_k即s[kT_c]，表示第k个次级码码片；令S_N＝[s₁,s₂,…,s_N]^T，η_N＝[η₁,η₂,…,η_N]^T；N为次级码码片的个数；

步骤3-2)如果所需解调的次级码码片数目N小于12，进入步骤3-3)，此时，如公式(7)所示的相干累加值向量可表示为：

其中，

如果所需解调的次级码码片数目N不小于12，进入步骤3-5)；

步骤3-3)解调前一半次级码码片，共N₁个次级码码片，并且N₁＝ceil(N/2)，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₁个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵/>

其中，表示第i个候选次级码序列；/>

计算N₁个次级码码片解调后的相干累加值向量

其中，F_i表示应用个候选次级码序列中的第i个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值；

步骤3-4)解调后一半次级码码片，共N₂个次级码码片，并且N₂＝N-N₁，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₂个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵/>

其中，表示第j个候选次级码序列；/>

计算N₂个次级码码片解调后的相干累加值向量

步骤3-5)解调N个次级码码片，对应2^N-1个候选次级码序列，每个序列包含N个次级码码片；所有2^N-1个候选次级码序列构成一个矩阵Mat_N：

其中表示第i个候选次级码序列；M＝2^N-1；

计算N个次级码码片解调后的相干累加值向量F_N：

作为上述方法的一种改进，所述步骤4)具体包括：

步骤4-1)当所需解调的次级码码片数目N小于12，进入步骤4-2)；否则，进入步骤4-5)；

步骤4-2)将前一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值：

步骤4-3)将后一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值：

步骤4-4)分别以同号和异号两种方式相干组合上述和/>分别得到相干组合结果F_u和F_v：

进一步将F_u和F_v取模平方，得到集合{|F_u|²,|F_v|²}；然后找出该集合中的最大值；进入步骤4-6)；

步骤4-5)将向量F_N中的所有元素取模平方，表示为集合{|F₁|²,|F₂|²,…,|F_M|²}，然后找出集合中的最大值；

步骤4-6)将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值，则返回步骤1)，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功。

本发明的实施例2提供了一种微弱BDS-3 B1C基带信号的捕获系统，所述系统包括：下变频模块、主码解调模块、次级码解调模块和捕获判决模块；

所述下变频模块，用于将接收到的BDS-3 B1C导频分量的基带中频信号进行下变频，输出零中频信号；

所述主码解调模块，将零中频信号与本地复现的主码进行相关运算，从而进行主码相位与多普勒频率的估计，完成主码解调；

所述次级码解调模块，用于对主码解调后的信号进行相干累加并得到的一系列累加值；将这些累加值与本地复现的所有可能的次级码序列分别进行相关运算，完成次级码解调；

所述捕获判决模块，用于对次级码解调后的信号进行相干累加，并将累加值平方后找出其中最大值，将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值，则进入下变频模块，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功。

作为上述系统的一种改进，所述下变频模块包括：载波生成单元、混频单元、积分清零单元和零中频信号RAM；

所述载波生成单元，用于在本地生成载波信号；

所述混频单元，用于将本地生成载波信号与输入的中频信号进行混频操作；具体为：

接收到的BDS-3 B1C导频分量的BOC(1,1)部分的基带中频信号r[n]表示为：

其中，A为信号的幅度值；n为样本序号，对应时刻为nT_s；s[nT_s]为信号上调制的次级码；c[n-τ]为信号上调制的主码，其中包含子载波分量sign{sin[2π(f_sc+f_d)nT_s]}，并且f_sc＝1.023 MHz；f_IF为信号中频；f_d为信号多普勒频率；τ为信号主码相位延迟；为信号载波初始相位；T_s为采样周期，并且有采样频率f_s＝1/T_s；η[n]为信号中的加性高斯白噪声；

将本地生成载波信号与输入的中频信号进行混频操作，然后再进行积分操作，积分时间为T_coh，相应的采样率降低为f_coh＝1/T_coh，因此零中频信号r_coh[v]表示为：

其中，V＝f_s*T_coh，表示积分操作时进行累加运算的信号样本个数；v为样本序号，对应时刻为vT_coh； 是输入信号多普勒频率f_d的估计值；

所述积分清零单元，用于对零中频信号进行降采样和滤波；

所述零中频信号RAM，用于缓存一定时长的零中频信号数据。

作为上述系统的一种改进，所述主码解调模块包括：主码生成单元、主码RAM、倒置型匹配滤波器、复数FFT单元和相干累加RAM；

所述主码生成单元，用于在本地生成主码序列其中/>是输入信号主码相位延迟τ的估计值；

所述主码RAM，用于缓存主码生成单元生成的主码序列；

所述第一倒置型匹配滤波器，用于按序号1,m+1,…,(P-1)m+1,2,m+2,…,(P-1)m+2,3,m+3,…,(P-1)m+3,……的顺序高速读取零中频信号数据，进行短时相干积分；m＝128，P＝32；积分时间为T_sec＝0.078125ms，因此在T_c＝10ms的范围内，共有128个短时相干积分结果r_sec[u]：

其中，U＝f_s*T_sec，并且u∈[0,127]；

对短时相干积分结果进行一倍补零操作，得到行向量r，共包含256个元素：

r＝[r_sec[0],r_sec[1],…,r_sec[127],0,0,…,0] (4)

所述复数FFT单元，用于将行向量r从第一个元素开始依次顺序进行复数FFT操作，得到256个FFT输出结果

其中，I＝256，表示FFT点数；h表示一次FFT运算之后输出的结果序号；l表示对应于第l个主码相位的第l次FFT运算；k表示次级码码片的序号；是残余载波相位；η_h,l是噪声项；

用表示主码相位和多普勒频率均已估计准确的FFT输出值并作为相干累加值：

其中η_k为噪声；

所述相干累加RAM，用于缓存相干累加值

作为上述系统的一种改进，所述次级码解调模块包括：相干累加值向量生成单元、拓展序列生成单元、第二倒置型匹配滤波器；

所述相干累加值向量生成单元，用于将从相干累加RAM读取到的N个公式(6)所示的相干累加值用向量表示为：

其中，s_k即s[kT_c]，表示第k个次级码码片；s_N＝[s₁,s₂,…,s_N]^T；η_N＝[η₁,η₂,…,η_N]^T；N为次级码码片的个数；并且公式(7)可以进一步表示为：

其中，

所述拓展序列生成单元，用于生成次级码解调时所需的拓展序列；具体包括：

当N小于12时，首先解调前一半次级码码片，共N₁个次级码码片，并且N₁＝ceil(N/2)，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₁个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵/>

其中，表示第i个候选次级码序列；/>

然后解调后一半次级码码片，共N₂个次级码码片，并且N₂＝N-N₁，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₂个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵

其中，表示第j个候选次级码序列；/>

根据公式(9)和(11)所示的矩阵和矩阵/>构造相应的M序列，然后基于M序列进一步生成相应的拓展序列；

当N不小于12时，解调N个次级码码片，对应有2^N-1个候选次级码序列，每个序列包含N个次级码码片；所有2^N-1个候选次级码序列构成一个矩阵Mat_N：

其中表示第i个候选次级码序列；M＝2^N-1；

根据公式(13)所示的矩阵Mat_N直接生成相应的拓展序列；

第二倒置型匹配滤波器，用于完成次级码解调与相干累加运算；具体为：

当N小于12时，解调前一半次级码码片的运算所得到的相干累加值向量表示为：

其中，F_i表示应用第i个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值；

解调后一半次级码码片的运算所得相干累加值向量表示为：

其中，F_j表示应用第j个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值；

当N不小于12时，解调N个次级码码片的运算所得相干累加值向量表示为：

其中，F_i表示应用第i个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值。

作为上述系统的一种改进，所述捕获判决模块包括：最大值计算单元和判决单元；

最大值计算单元，用于当所需解调的次级码码片数目N小于12时，将前一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值：

然后将后一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值：

接着分别以同号和异号两种方式相干组合上述和/>分别得到相干组合结果F_u和F_v：

进一步将F_u和F_v取模平方，得到集合{|F_u|²,|F_v|²}；然后找出该集合中的最大值，进入判决单元；

当所需解调的次级码码片数目N不小于12时，将向量F_N中的所有元素取模平方，表示为集合{|F₁|²,|F₂|²,…,|F_M|²}，然后找出集合中的最大值，进入判决单元；

判决单元，用于将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值则进入下变频模块，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功。

本发明的优点在于：

1、本发明利用BDS-3 B1C信号导频分量中的BOC(1,1)部分，通过延长相干积分时间的方式来捕获微弱BDS-3 B1C信号；

2、本发明提出了一种改进的短时相干积分加FFT算法结构，实现了主码相位与信号多普勒频率的二维并行捕获搜索，并且所有运算操作均以流水线的形式进行，进而省去了存储短时相干积分结果的RAM，简化了系统设计，降低了硬件资源消耗量；

3、本发明提出了基于“匹配滤波器”和“拓展序列”的“次级码解调”方法，同样简化了系统设计，并降低了硬件资源消耗量。

附图说明

图1是本发明的微弱BDS-3 B1C基带信号捕获方法示意图；

图2是本发明的中频信号处理模块的示意图；

图3是本发明的主码解调模块的示意图；

图4是本发明的基于“新型倒置型匹配滤波器”和特定“零中频信号”数据回放顺序的改进的短时相干积分加FFT的算法结构的硬件实现框图；

图5是本发明的次级码解调模块示意图；

图6是本发明的“构造M序列”和“构造拓展序列”的说明图；

图7是本发明的基于“匹配滤波器”和“拓展序列”的应用于“次级码解调”的新算法的硬件实现结构框图；

图8是本发明的捕获判决模块的硬件实现结构框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。

本发明提出一种微弱BDS-3 B1C基带信号捕获方法，用于捕获微弱BDS-3 B1C信号。捕获微弱BDS-3 B1C信号的一个重要办法即是增加相干积分时间。首先，基于BDS-3 B1C信号的导频分量，将其与本地复现的“主码”进行相关，并随之进行10ms，对应一个“主码周期”的相干累加，从而得到一系列累加值。然后基于这一系列累加值进行次级码捕获，分别与所有可能的次级码序列进行相关累加并取模平方。最后找出其中的最大值与预设门限值进行比较；如果大于门限值，则表明捕获成功；如果小于门限值，则转入下一颗卫星的捕获。相比传统的微弱信号捕获方法，本发明提出的捕获方法复杂度低，硬件资源消耗更少，满足GNSS接收机捕获微弱BDS-3 B1C基带信号的要求。

如图1所示，本发明的实施例1提出了一种微弱BDS-3 B1C基带信号的捕获方法，包括：

步骤1)将接收到的BDS-3 B1C导频分量的基带中频信号进行下变频，从而获得零中频信号；

接收到的BDS-3 B1C导频分量的BOC(1,1)部分的基带中频信号r[n]可以表示为：

其中

A：信号的幅度值；

s[nT_s]：信号上调制的次级码；n为样本序号；

c：信号上调制的主码，其中包含子载波分量sign{sin[2π(f_sc+f_d)nT_s]}，并且f_sc＝1.023MHz；

f_IF：信号中频；

f_d：信号多普勒频率；

τ：信号主码相位延迟；

信号载波初始相位；

T_s：采样周期，并且有采样频率f_s＝1/T_s；

η：信号中的加性高斯白噪声。

将本地生成载波信号与输入的中频信号进行混频操作，然后再进行积分操作，积分时间为T_coh，则相应的采样率下降为f_coh＝1/T_coh，因此零中频信号表示为：

其中V＝f_s*T_coh，表示积分操作时，进行累加运算的信号样本个数； 是输入信号多普勒频率f_d的估计值，v为样本序号；

步骤2)将零中频信号与本地复现的主码进行相关运算，从而进行主码相位与多普勒频率的估计；

本地生成的“主码序列”为其中/>是输入信号主码相位延迟τ的估计值。“主码解调”之后，进行短时相干积分，积分时间为T_sec＝0.078125ms，因此在T_c＝10ms的范围内，共有128个短时相干积分结果，可表示为：

其中U＝f_s*T_sec，并且u∈[0,127]。在进行FFT操作之前，对短时相干积分结果进行一倍补零操作，从而减小“扇形损失(scallop loss)”，可得行向量r，共包含256个元素：

r＝[r_sec[0],r_sec[1],…,r_sec[127],0,0,…,0] (4)随后进行FFT操作，将行向量r从第一个元素开始依次顺序进行复数FFT操作，得到256个FFT输出结果，可表示为：

其中，I＝256，表示FFT点数；h表示一次FFT运算之后输出的结果序号；l表示对应于第l个主码相位的第l次FFT运算；k表示次级码码片序号；是残余载波相位；η_h,l是噪声项。根据中心极限定理可知，η_h,l是一个均值为0，方差为2σ²的复数高斯随机变量。其实部和虚部相互独立，并且都是均值为0，方差为σ²的高斯随机变量。此外，根据公式(5)可知，单次多普勒频率搜索范围为-6.4KHz～6.4KHz，频率分辨率为50Hz。如果多普勒变化范围超出单次多普勒频率搜索范围，则需要增加其他若干个频点，即改变/>的值，然后重复上述过程。

为了描述方便，用表示主码相位和多普勒频率都估计准确时的FFT输出值，并且假设此时/>不随k的改变而变化，事实上/>的变化对捕获结果影响不显著。此时有：

其中η_k为噪声。

步骤3)“主码解调”完成之后，对信号进行相干累加得到的一系列累加值；将这些累加值与本地复现的所有可能的次级码序列分别进行相关运算，以此进行“次级码解调”；

如果预先设计的所需解调的次级码码片数目N小于12，则“次级码解调”分二步进行。第一步，针对前一半次级码，码片数目为N₁，并且N₁＝ceil(N/2)，构造相应的M序列及与之相对应的拓展序列，基于倒置型匹配滤波器来解调前一半次级码；第二步，针对后一半次级码，码片数目为N₂，并且N₂＝N-N₁，构造相应的M序列及与之相对应的拓展序列，基于倒置型匹配滤波器来解调后一半次级码。如果预先设计的所需解调的次级码码片数目N不小于12，则针对整个次级码周期内的所有次级码码片，构造相应拓展序列，从而实现顺序遍历所有可能的次级码相位来进行“次级码解调”。具体为：

将所接收到的N个如公式(6)所示的相干累加值用向量表示为：

其中，s_k即s[kT_c]，表示第k个次级码码片；S_N＝[s₁,s₂,…,s_N]^T；η_N＝[η₁,η₂,…,η_N]^T。

该步骤根据所需解调的次级码码片数目的不同，其算法选择和与之相对应的详细硬件实现也不同，共分成两种情况。第一种情况是所需解调次级码码片数目N小于12，即N<12。第二种情况是N≥12。

情况一：N<12

本发明提出分两步进行“次级码解调”，相干累加值向量可进一步表示为：

其中

第一步，解调前一半次级码码片，共N₁个次级码码片，并且N₁＝ceil(N/2)，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₁个次级码码片。所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵/>/>

其中，表示第一步当中第i个候选次级码序列。

计算N₁个次级码码片解调后的相干累加值向量：

其中，F_i表示应用第i个候选次级码序列进行“次级码解调”时所得的相干累加值。

第二步，解调后一半次级码码片，共N₂个次级码码片，并且N₂＝N-N₁，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₂个次级码码片。同理，所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵/>

其中，表示第二步当中第i个候选次级码序列。

可得N₂个次级码码片解调后的相干累加值向量：

情况二：N≥12

解调N个次级码码片，对应2^N-1个候选次级码序列，每个序列包含N个次级码码片；所有2^N-1个候选次级码序列构成一个矩阵Mat_N：

其中表示第i个候选次级码序列；M＝2^N-1；

可得N个次级码码片解调后的相干累加值向量：

步骤4)次级码解调完成之后，对信号进行相干累加，并将累加值平方，并找出其中最大值，与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值，则返回步骤1)，继续搜索下一颗卫星；如果超过门限值，则捕获成功。

当N<12时，将前一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值。为了描述方便，且不失一般性，假设有：

将后一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合然后找出集合中的最大值。为了描述方便，且不失一般性，假设有：

接着分别以同号和异号两种方式相干组合上述F_i和F_j，分别得到相干组合结果F_u和F_v。其中F_u＝F_i+F_j；F_v＝F_i-F_j。进一步将F_u和F_v取模平方，得到集合{|F_u|²,|F_v|²}。然后找出该集合中的最大值来进行“捕获判决”。

当N≥12时，将向量F_N中的所有元素取模平方，表示为集合{|F₁|²,|F₂|²,…,|F_M|²}，然后找出集合中的最大值，用于“捕获判决”。

本发明的实施例2提出了一种微弱BDS-3 B1C基带信号的捕获系统，包括：下变频模块、主码解调模块、次级码解调模块和捕获判决模块；

下变频模块，用于将接收到的BDS-3 B1C导频分量的基带中频信号进行下变频，输出零中频信号；

如图2所示，下变频模块包括：载波生成单元、混频单元、积分清零单元和零中频信号RAM；

载波生成单元，用于在本地生成载波信号；

混频单元，用于将本地生成载波信号与输入的中频信号进行混频操作；具体为：

接收到的BDS-3 B1C导频分量的BOC(1,1)部分的基带中频信号r[n]表示为：

其中，A为信号的幅度值；n为样本序号，对应时刻为nT_s；s[nT_s]为信号上调制的次级码；c[n-τ]为信号上调制的主码，其中包含子载波分量sign{sin[2π(f_sc+f_d)nT_s]}，并且f_sc＝1.023MHz；f_IF为信号中频；f_d为信号多普勒频率；τ为信号主码相位延迟；为信号载波初始相位；T_s为采样周期，并且有采样频率f_s＝1/T_s；η[n]为信号中的加性高斯白噪声；

将本地生成载波信号与输入的中频信号进行混频操作，然后再进行积分操作，积分时间为T_coh，相应的采样率降低为f_coh＝1/T_coh，因此零中频信号r_coh[v]表示为：

其中，V＝f_s*T_coh，表示积分操作时进行累加运算的信号样本个数；v为样本序号，对应时刻为vT_coh； 是输入信号多普勒频率f_d的估计值；

积分清零单元，用于对零中频信号进行降采样和滤波，以降低零中频信号数据率，从而降低捕获引擎复杂度和系统硬件资源消耗；

零中频信号RAM，用于缓存一定时长的零中频信号数据。

主码解调模块，用于将零中频信号与本地复现的主码进行相关运算，从而进行主码相位与多普勒频率的估计；

如图3所示，该模块包括：主码载波生成单元、主码RAM、倒置型匹配滤波器、复数FFT单元和相干累加RAM；

主码载波生成单元，用于在本地生成的“主码序列”其中/>是输入信号主码相位延迟τ的估计值。

主码RAM，用于缓存“主码序列”；

倒置型匹配滤波器，用于按序号1,m+1,…,(P-1)m+1,2,m+2,…,(P-1)m+2,3,m+3,…,(P-1)m+3,……的顺序高速读取零中频信号数据，进行短时相干积分；m＝128，P＝32；积分时间为T_sec＝0.078125ms，因此在T_c＝10ms的范围内，共有128个短时相干积分结果，可表示为：

其中U＝f_s*T_sec，并且u∈[0,127]。在进行FFT操作之前，对短时相干积分结果进行一倍补零操作，从而减小“扇贝损失(scallop loss)”，可得行向量r，共包含256个元素：

r＝[r_sec[0],r_sec[1],…,r_sec[127],0,0,…,0] (4)

复数FFT单元，用于进行FFT运算，从而完成多普勒频率的并行搜索；将向量r从第一个元素开始依次顺序进行复数FFT操作，得到256个FFT输出结果，可表示为：

其中，I＝256，表示FFT点数；h表示一次FFT运算之后输出的结果序号；l表示对应于第l个主码相位的第l次FFT运算；k表示次级码码片序号；是残余载波相位；η_h,l是噪声项。根据中心极限定理可知，η_h,l是一个均值为0，方差为2σ²的复数高斯随机变量。其实部和虚部相互独立，并且都是均值为0，方差为σ²的高斯随机变量。此外，根据公式(5)可知，单次多普勒频率搜索范围为-6.4KHz～6.4KHz，频率分辨率为50Hz。如果多普勒变化范围超出单次多普勒频率搜索范围，则需要增加其他若干个频点，即改变/>的值，然后重复上述过程。

为了描述方便，用表示主码相位和多普勒频率都估计准确时的FFT输出值，并且假设此时/>不随k的改变而变化，事实上/>的变化对捕获结果影响不显著。此时有：

其中η_k为噪声。

相干累加RAM，用于缓存FFT运算结果。

如图4所示，基于“新型倒置型匹配滤波器”和特定的“零中频信号”数据回放顺序的改进的短时相干积分加FFT的算法结构，一方面实现了全过程流水线操作，从而降低了系统的复杂度；另一方面，实现了主码相位的并行搜索以及短时相干累加。

次级码解调模块，用于将相干累加值与本地复现的所有可能的次级码序列分别进行相关运算，进行次级码解调；

如图5所示，该模块包括：所述次级码解调模块包括：相干累加值向量生成单元、拓展序列生成单元和第二倒置型匹配滤波器；

相干累加值向量生成单元，用于将从相干累加RAM读取到的，N个公式(6)所示的相干累加值用向量表示为：

其中，s_k即s[kT_c]，表示第k个次级码码片；S_N＝[s₁,s₂,…,s_N]^T；η_N＝[η₁,η₂,…,η_N]^T；N为次级码码片的个数；并且公式(7)可以进一步表示为：

其中，

拓展序列生成单元，用于生成次级码解调时所需的拓展序列；具体包括：

当N小于12时，首先解调前一半次级码码片，共N₁个次级码码片，并且N₁＝ceil(N/2)，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₁个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵/>

其中，表示第i个候选次级码序列；/>

然后解调后一半次级码码片，共N₂个次级码码片，并且N₂＝N-N₁，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₂个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵

其中，表示第j个候选次级码序列；/>

根据公式(9)和(11)所示的矩阵和矩阵/>构造相应的M序列，然后基于M序列进一步生成相应的拓展序列；

当N不小于12时，解调N个次级码码片，对应有2^N-1个候选次级码序列，每个序列包含N个次级码码片；所有2^N-1个候选次级码序列构成一个矩阵Mat_N：

其中表示第i个候选次级码序列；M＝2^N-1；

根据公式(13)所示的矩阵Mat_N直接生成相应的拓展序列；

第二倒置型匹配滤波器，用于完成次级码解调与相干累加运算；具体为：

当N小于12时，解调前一半次级码码片的运算所得到的相干累加值向量表示为：

其中，F_i表示应用第i个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值；

解调后一半次级码码片的运算所得相干累加值向量表示为：

其中，F_j表示应用第j个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值；

当N不小于12时，解调N个次级码码片的运算所得相干累加值向量表示为：

其中，F_i表示应用第i个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值。

如果预先设计的所需解调的次级码码片数目N小于12，则“次级码解调”分二步进行。第一步，针对前一半次级码，码片数目为N₁并且N₁＝ceil(N/2)，构造相应的M序列及拓展序列，来解调前一半次级码；第二步，针对后一半次级码，码片数目为N₂并且N₂＝N-N₁，构造相应的M序列及拓展序列，来解调后一半次级码。如果预先设计的所需解调的次级码码片数目N不小于12，则针对整个次级码周期内的所有次级码码片，构造相应拓展序列，从而实现顺序遍历所有可能的次级码相位来进行次级码解调。

捕获判决模块，用于对信号进行相干累加，并将累加值平方，并找出其中最大值，与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值，则进入下变频模块，继续搜索下一颗卫星；如果超过门限值，则捕获成功。

捕获判决模块包括：最大值计算单元和判决单元；

最大值计算单元，将向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值。为了描述方便，且不失一般性，假设有：

则将F_i缓存至如图8所示寄存器中。

随后将向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值。为了描述方便，且不失一般性，假设有：

则将F_j缓存至如图8所示寄存器中。

如图8所示，分别以同号和异号两种方式相干组合上述F_i和F_j，分别得到相干组合结果F_u和F_v。其中F_u＝F_i+F_j；F_v＝F_i-F_j。进一步将F_u和F_v取模平方，得到集合{|F_u|²,|F_v|²}，然后找出该集合中的最大值。

随后将向量F_N中的所有元素取模平方，表示为集合{|F₁|²,|F₂|²,…,|F_M|²}，然后找出集合中的最大值，如图8所示。

判决单元，用于将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值则进入下变频模块，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功。

本发明提出的基于“倒置型匹配滤波器”和“特定的‘零中频信号’数据回放顺序”的改进的短时相干积分加FFT的算法结构，和基于“构造拓展序列”和“匹配滤波器”的“次级码解调”模块，一方面使得主码和次级码在捕获过程中的所有操作全都是以流水线的方式进行，并且实现了主码相位与信号多普勒频率的二维并行搜索，减少了RAM的使用量；另一方面，降低了“次级码解调”的复杂度。与传统方法相比，本发明提出的方法极大地简化了系统设计，并节省了大量的硬件资源。

本发明提出一种改进的短时相干积分加FFT的算法结构。该算法结构具有两方面的优点：(1)所有操作均以流水线的形式进行，保证了算法在FPGA中实现时具有较低复杂度；(2)不需要RAM来存储短时相干积分结果，也不需要多输入加法器和高速FFT。此外，本发明的系统基于“拓展序列”和“匹配滤波器”结构，能够显著减少硬件资源的消耗，降低捕获引擎的复杂度。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (4)

1.一种微弱BDS-3 B1C基带信号的捕获方法，所述方法包括：

步骤1)将接收到的BDS-3 B1C导频分量的基带中频信号进行下变频，获得零中频信号；

步骤2)将零中频信号与本地复现的主码进行相关运算，完成主码解调，从而进行主码相位与多普勒频率的估计；

步骤3)对主码解调后的信号进行相干累加得到一系列累加值；将这些累加值与本地复现的所有可能的次级码序列分别进行相关运算，完成次级码解调；

步骤4)对次级码解调后的信号进行相干累加，并将累加值取模平方后找出其中最大值，将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值，进入步骤1)，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功；

所述步骤1)具体包括：

步骤1-1)接收到的BDS-3 B1C导频分量的BOC(1，1)部分的基带中频信号r[n]表示为：

其中，A为信号的幅度值；n为样本序号，对应时刻为nT_s；s[nT_s]为信号上调制的次级码；c[n-τ]为信号上调制的主码，其中包含子载波分量sign{sin[2π(f_sc+f_d)nT_s]}，f_sc＝1.023MHz；f_IF为信号中频；f_d为信号多普勒频率；τ为信号主码相位延迟；为信号载波初始相位；T_s为采样周期，并且有采样频率f_s＝1/T_s；η[n]为信号中的加性高斯白噪声；

步骤1c2)将本地生成的载波信号与输入的中频信号进行混频操作，然后再进行积分操作，积分时间为T_coh，相应的采样率降低为f_coh＝1/T_coh，因而零中频信号r_coh[v]表示为：

其中，V＝f_s*T_coh，表示积分操作时进行累加运算的信号样本个数；v为样本序号，对应时刻为vT_coh； 是输入信号多普勒频率f_d的估计值；

所述步骤2)具体包括：

步骤2-1)本地生成的主码序列为其中/>是输入信号主码相位延迟τ的估计值；

步骤2-2)将步骤1)生成的零中频信号与步骤2-1)生成的本地主码序列进行相关运算，进而进行短时相干积分，积分时间为T_sec＝0.078125ms，因此在T_c＝10ms的范围内，共有128个短时相干积分结果r_sec[u]：

其中，U＝f_s*t_sec，并且u∈[0，127]；

步骤2-3)对128个短时相干积分结果进行一倍补零操作，得到行向量r，共包含256个元素：

r＝[r_sec[0]，r_sec[1]，...，r_sec[127]，0，0，...，0] (4)

步骤2-4)将行向量r从第一个元素开始依次顺序进行复数FFT操作，得到256个FFT输出结果

其中，I＝256，表示FFT点数；h表示一次FFT运算之后输出的结果序号；l的含义为：对应于第l个主码相位的第l次FFT运算；k表示次级码码片的序号；是残余载波相位；η_h，l是噪声项；

用表示主码相位和多普勒频率均已估计准确的FFT输出值并作为相干累加值：

其中η_k为噪声；

所述步骤3)具体包括：

步骤3′1)将所接收到的N个如公式(6)所示的相干累加值用向量表示为：

其中，s_k即s[kT_c]，表示第k个次级码码片；令S_N＝[s₁，s₂，...，s_N]^T，η_N＝[η₁，η₂，...，η_N]^T；N为次级码码片的个数；

步骤3-2)如果所需解调的次级码码片数目N小于12，进入步骤3-3)，此时，如公式(7)所示的相干累加值向量可表示为：

其中，

如果所需解调的次级码码片数目N不小于12，进入步骤3-5)；

步骤3-3)解调前一半次级码码片，共N₁个次级码码片，并且N₁＝ceil(N/2)，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₁个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵/>

其中，表示第i个候选次级码序列；/>

计算N₁个次级码码片解调后的相干累加值向量

其中，F_i表示应用个候选次级码序列中的第i个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值；

步骤3-4)解调后一半次级码码片，共N₂个次级码码片，并且N₂＝N-N₁，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₂个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵

其中，表示第j个候选次级码序列；/>

计算N₂个次级码码片解调后的相干累加值向量

步骤3-5)解调N个次级码码片，对应2^N-1个候选次级码序列，每个序列包含N个次级码码片；所有2^N-1个候选次级码序列构成一个矩阵Mat_N：

其中表示第i个候选次级码序列；M＝2^N-1；

计算N个次级码码片解调后的相干累加值向量F_N：

2.根据权利要求1所述的微弱BDS-3 B1C基带信号的捕获方法，其特征在于，所述步骤4)具体包括：

步骤4′1)当所需解调的次级码码片数目N小于12，进入步骤4-2)；否则，进入步骤4-5)；

步骤4-2)将前一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值：

步骤4-3)将后一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值：

步骤4-4)分别以同号和异号两种方式相干组合上述和/>分别得到相干组合结果F_u和F_v：

进一步将F_u和F_v取模平方，得到集合{|F_u|²，|F_v|²}；然后找出该集合中的最大值；进入步骤4-6)；

步骤4-5)将向量F_N中的所有元素取模平方，表示为集合{|F₁|²，|F₂|²，...，|F_M|²}，然后找出集合中的最大值；

步骤4-6)将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值，则返回步骤l)，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功。

3.一种微弱BDS′3 B1C基带信号的捕获系统，其特征在于，所述系统包括：下变频模块、主码解调模块、次级码解调模块和捕获判决模块；

所述下变频模块，用于将接收到的BDS′3 B1C导频分量的基带中频信号进行下变频，输出零中频信号；

所述主码解调模块，将零中频信号与本地复现的主码进行相关运算，从而进行主码相位与多普勒频率的估计，完成主码解调；

所述次级码解调模块，用于对主码解调后的信号进行相干累加并得到的一系列累加值；将这些累加值与本地复现的所有可能的次级码序列分别进行相关运算，完成次级码解调；

所述捕获判决模块，用于对次级码解调后的信号进行相干累加，并将累加值平方后找出其中最大值，将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值，则进入下变频模块，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功；

所述下变频模块包括：载波生成单元、混频单元、积分清零单元和零中频信号RAM；

所述载波生成单元，用于在本地生成载波信号；

所述混频单元，用于将本地生成载波信号与输入的中频信号进行混频操作；具体为：

接收到的BDS-3 B1C导频分量的BOC(1，1)部分的基带中频信号r[n]表示为：

其中，A为信号的幅度值；n为样本序号，对应时刻为nT_s；s[nT_s]为信号上调制的次级码；c[n-τ]为信号上调制的主码，其中包含子载波分量sign{sin[2π(f_sc+f_d)nT_s]}，并且f_sc＝1.023MHz；f_IF为信号中频；f_d为信号多普勒频率；τ为信号主码相位延迟；为信号载波初始相位；t_s为采样周期，并且有采样频率f_s＝1/T_s；η[n]为信号中的加性高斯白噪声；

将本地生成载波信号与输入的中频信号进行混频操作，然后再进行积分操作，积分时间为T_coh，相应的采样率降低为f_coh＝1/T_coh，因此零中频信号r_coh[v]表示为：

其中，V＝f_s*T_coh，表示积分操作时进行累加运算的信号样本个数；v为样本序号，对应时刻为vT_coh； 是输入信号多普勒频率f_d的估计值；

所述积分清零单元，用于对零中频信号进行降采样和滤波；

所述零中频信号RAM，用于缓存一定时长的零中频信号数据；

所述主码解调模块包括：主码生成单元、主码RAM、第一倒置型匹配滤波器、复数FFT单元和相干累加RAM；

所述主码生成单元，用于在本地生成主码序列其中/>是输入信号主码相位延迟τ的估计值；

所述主码RAM，用于缓存主码生成单元生成的主码序列；

所述第一倒置型匹配滤波器，用于按序号1， m+1，...，(P-1)m+1，2，m+2，...，(P-1)m+2，3，m+3，...，(P-1)m+3，......的顺序高速读取零中频信号数据，进行短时相干积分；m＝128，P＝32；积分时间为T_sec＝0.078125ms，因此在T_c＝10ms的范围内，共有128个短时相干积分结果r_sec[u]：

其中，U＝f_s*T_sec，并且u∈[0，127]；

对短时相干积分结果进行一倍补零操作，得到行向量r，共包含256个元素：

r＝[r_sec[0]，r_sec[1]，...，r_sec[127]，0，0，...，0] (4)

所述复数FFT单元，用于将向量r从第一个元素开始依次顺序进行复数FFT操作，得到256个FFT输出结果

其中，l＝256，表示FFT点数；h表示一次FFT运算之后输出的结果序号；l表示对应于第l个主码相位的第l次FFT运算；k表示次级码码片的序号；是残余载波相位；η_h，l是噪声项；

用表示主码相位和多普勒频率均已估计准确的FFT输出值并作为相干累加值：

其中η_k为噪声；

所述相干累加RAM，用于缓存相干累加值

所述次级码解调模块包括：相干累加值向量生成单元、拓展序列生成单元、第二倒置型匹配滤波器；

所述相干累加值向量生成单元，用于将从相干累加RAM读取到的N个公式(6)所示的相干累加值用向量表示为：

其中，s_k即s[kT_c]，表示第k个次级码码片；S_N＝[s₁，s₂，...，s_N]^T；η_N＝[η₁，η₂，...，η_N]^T；N为次级码码片的个数；并且公式(7)可以进一步表示为：

其中，

所述拓展序列生成单元，用于生成次级码解调时所需的拓展序列；具体包括：

当N小于12时，首先解调前一半次级码码片，共N₁个次级码码片，并且N₁＝ceil(N/2)，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₁个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵/>

其中，表示第i个候选次级码序列；/>

然后解调后一半次级码码片，共N₂个次级码码片，并且N₂＝N-N₁，对应个候选次级码序列，每个序列包含N₂个次级码码片；所有/>个候选次级码序列构成一个矩阵/>

其中，表示第j个候选次级码序列；/>

根据公式(9)和(11)所示的矩阵和矩阵/>构造相应的M序列，然后基于M序列进一步生成相应的拓展序列；

当N不小于12时，解调N个次级码码片，对应有2^N-1个候选次级码序列，每个序列包含N个次级码码片；所有2^N-1个候选次级码序列构成一个矩阵Mat_N：

其中表示第i个候选次级码序列；M＝2^N-1；

根据公式(13)所示的矩阵Mat_N直接生成相应的拓展序列；

第二倒置型匹配滤波器，用于完成次级码解调与相干累加运算；具体为：

当N小于12时，解调前一半次级码码片的运算所得到的相干累加值向量表示为：

其中，F_i表示应用第i个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值；

解调后一半次级码码片的运算所得相干累加值向量表示为：

其中，F_j表示应用第j个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值；

当N不小于12时，解调N个次级码码片的运算所得相干累加值向量表示为：

其中，F_i表示应用第i个候选次级码序列进行次级码解调时所得的相干累加值。

4.根据权利要求3所述的微弱BDS-3 B1C基带信号的捕获系统，其特征在于，所述捕获判决模块包括：最大值计算单元和判决单元；

最大值计算单元，用于当所需解调的次级码码片数目N小于12时，将前一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合/>然后找出集合中的最大值：

然后将后一半次级码解调完成后得到的向量中的所有元素取模平方，表示为集合然后找出集合中的最大值：

接着分别以同号和异号两种方式相干组合上述和/>分别得到相干组合结果F_u和F_v：

进一步将F_u和F_v取模平方，得到集合{|F_u|²，|F_v|²}；然后找出该集合中的最大值，进入判决单元；

当所需解调的次级码码片数目N不小于12时，将向量F_N中的所有元素取模平方，表示为集合{|F₁|²，|F₂|²，...，|F_M|²}，然后找出集合中的最大值，进入判决单元；

判决单元，用于将最大值与预先设定的门限值进行比较；如果未超过门限值则进入下变频模块，继续搜索下一颗卫星；否则捕获成功。