CN114839654A - 一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统及方法，包括外围电路和内部逻辑电路，外围电路包括：通用控制处理器以及模数转换模块；内部逻辑电路包括：接口模块，用于与通用控制处理器的读写访问控制；系统配置模块，用于实现系统配置；通道参数存储模块，用于存储卫星的捕获参数；控制模块，用于调度各个模块；数据预处理模块，用于实现中频载波剥离、下采样以及重量化；数据存储模块，用于存储捕获需要的数据；内部码发生器，用于产生内部码；码存储模块，用于存储捕获需要的码；多相位并行检测模块，用于实现32个相位的并行检测。本发明能够提高捕获效率，同时相比现有软件接收机，能降低开销、节约资源。

Description

一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统及方法
技术领域
本发明涉及导航终端应用领域，具体涉及一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统及方法。
背景技术
以典型的GPS卫星信号为例，信号捕获是GPS接收机内信号处理的第一步，只有完成信号捕获，才有可能开始信号跟踪、导航电文提取及伪距计算等后续的处理过程。
对GPS系统而言，不同卫星发射的信号其载波频段和调制方式都一样，区别不同卫星的是它们的伪随机码不同。不仅是针对GPS系统，对于所有的码分多址(CDMA)系统，都会涉及到信号捕获问题，需要捕获的原因有以下几点：
1、由于GPS系统所有卫星发射的信号共用相同的载波频率和信道时间，所以GPS接收机天线接收到的信号不可避免地混合了所有可能的卫星信号，而只有知道目前接收到的信号来自哪些卫星后，接收机才能对其进行跟踪并解调。从这个角度上说，捕获是GPS接收机内信号处理的第一步。
2、GPS系统中导航电文和伪随机码相乘之后，对于C/A码和P码，原有的信号带宽分别从50Hz展宽到了2.046MHz或20.46MHz，根据香农定理C＝B*log2(1+S/N)可知，在噪声功率不变的前提下信号的功率可以降到很低的水平。在实际GPS系统中，接收机天线处接收到的信号功率相当微弱，信号电平往往比背景噪声电平还要低很多，或者可以说信号彻底的被噪声“淹没”了。在这种情况下，必须通过捕获和跟踪共同把微弱的GPS信号从噪声中提取出来。
3、根据GPS信号的特点，必须利用伪随机码的强自相关性才能实现信号的跟踪和导航电文的解调，但信号能够实现跟踪的前提是先找到了正确的随机码相位，而接收机的上电时刻的随机性决定了其接收到的信号相位的随机性，所以必须由信号捕获告知信号的伪随机码相位。
4、在GPS系统中，由于卫星是一直绕地球运动的，故必将产生多普勒效应，捕获的另外一个作用，就是提取出信号的载波频率。下面我们分析多普勒效应的产生：由前面章节介绍可知，GPS卫星的轨道是近圆轨道，我们可以把它近似看作是一个圆形(卫星轨道的离心率只有约0.01)，其半径为26560km，卫星的周期大概是11小时58分钟。于是可以计算出卫星的平均角速度为
w＝2π/(11×3600+58×60)≈1.4585×10-4rad/s
卫星平均运动速度为：
Figure BDA0003602343740000021
根据多普勒效应可知，如此高速运动必然会使接收机接收到的信号产生多普勒频移。卫星绕地球运行，相对于地球表面的某一点来说，其相对径向的速度分量不可能达到最大的3874m/s，在相关文献中对这个问题有很详细的分析，其结论是卫星与地球表面的接收机之间相对运动的最大径向速度vdm约为929m/s，由此计算出的可能的最大多普勒频移为：
Figure BDA0003602343740000022
式中，fr为L1的频段载波频率，即1575.42MHz。
除了卫星高速运动会产生多普勒频移外，由于接收机接收到的信号一般先与本地载波进行混频，下变频到中频后再进行后续信号处理，故接收机自身的时钟晶振偏差也会使下变频后的中频载频偏移理论值。如1ppm的16.368MHz晶振偏差就将导致大约1.6kHz的载频偏差。
根据以上多普勒效应和晶振偏差的分析，在进行后续信号处理之前，提取出信号当前的载波频率就变得尤其重要，这也从另外一个角度证实了，信号捕获是GPS接收机内信号处理的第一步，也是极为关键的一步。
GPS接收机中信号捕获可以看作是一个三维搜索的过程，如图1所示，第一维是从卫星(PRN码)的方向搜索；第二维是从伪随机码相位的方向搜索；第三维是从多普勒频移的方向搜索。
从PRN码的方向搜索，也就是搜索当前接收机能够接收到的卫星信号。果接收机上电的时候对天空的GPS卫星分布一无所知，此时需要搜索的PRN码数目是32个，即搜索空中的32颗卫星，这种启动方式又称为“冷启动(cold start)”，冷启动搜索PRN码耗费的时间最长。为了避免这种“漫天搜星”，许多GPS接收机都存储上一次使用时定位的结果和星历，这样，在下一次使用时，可以根据上次使用时存储的数据来获知目前的可视卫星及其相应的参数，这就是“热启动(hot start)”。但热启动的条件为使用时间间隔不超过两小时或是接收机位移不超过300Km，否则经验值失效。在“经验值”失效的情况下的启动便称为“温启动(warm start)，温启动要根据存储的星历来推算目前天顶的卫星。温启动的耗时介于热启动和冷启动之间。
从伪随机码相位的方向搜索，首先需要产生本地伪码，通过调整不同的本地伪码相位，将本地伪码和输入信号做相关，假定本地载波频率与信号的载波一致，只有在本地伪随机码相位和信号的伪随机码相位对齐的情况下，才能产生最强的相关值，一旦某一个本地伪码相位与信号做相关产生的峰值超过了预定门限，我们就可以认为找到了正确的信号伪随机码相位。
从载波频率方向搜索，需要产生本地载波，不断调整载波频率并使载波信号与输入信号相乘。假定码相位对齐，如果本地载波和输入信号的载波很接近，输入信号中的高频分量就会被去除，这样伪码做相关的时候才会产生一个峰值。通过搜索峰值，即可以找到信号的载波频率。
在实际的信号捕获中，伪码相位的搜索和载波频率的搜索是同时进行和完成的。如果仅仅只完成了伪码相位的搜索，而载波分量依然存在，则将输入信号和本地伪码相乘后，虽然完成了伪码剥离，但相对于积分时间而言依然是高频信号，对高频信号积分不会得到一个很高的峰值；反之，如果仅仅完成了载波频率的搜索，而伪码依然存在，则输入信号和本地载波相乘之后虽然变成了低频信号，但伪码的存在使得信号依然是扩频信号，通过积分器后依然不会出现高的峰值。只有同时完成伪码剥离和载波剥离之后，得到一个低频连续波信号，通过积分器才会出现比较高的峰值。
现有的接收机在捕获卫星信号时一般采用软件接收机，而软件接收机是按照CPU指令顺序进行的，对于输入数据的处理也只能是基于单个相位进行顺序捕获，即单相位串行捕获，不仅捕获效率低、捕获时间长，而且其通常需要大量的FFT加速单元，导致资源开销较大。
发明内容
本发明的目的在于提供一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统及方法，用以解决现有接收机在捕获卫星信号时存在捕获效率较低、资源开销较大的问题。
为实现上述目的，本发明的技术方案为：
一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统，包括外围电路和内部逻辑电路，所述外围电路包括：
通用控制处理器以及模数转换模块，所述模数转换模块用于将模块信号转换为数字信号；
所述内部逻辑电路包括：
接口模块，用于与通用控制处理器的读写访问控制；
系统配置模块，用于实现系统配置；
通道参数存储模块，用于存储卫星的捕获参数；
控制模块，用于调度各个模块；
数据预处理模块，用于实现中频载波剥离、下采样以及重量化；
数据存储模块，用于存储捕获需要的数据；
内部码发生器，用于产生内部码；
码存储模块，用于存储捕获需要的码；
多相位并行检测模块，用于实现32个相位的并行检测。
进一步地，作为优选技术方案，所述外围电路还包括PRM芯片，所述内部逻辑电路还包括PRM芯片控制接口模块，所述PRM芯片通过PRM芯片控制接口模块控制码存储模块，使码存储模块工作在军码或长码模式下。
进一步地，作为优选技术方案，所述多相位并行检测模块包括：
积分子模块，用于完成相关和相干积分；
搜索子模块，用于完成载波多普勒搜索；
剥离子模块，用于完成非相干积分和码多普勒剥离；
最大值模块，用于从32个通道的最大值中挑选出4个最大值。
一种应用于导航系统的多相并行快速捕获方法，包括以下步骤：
步骤1：初始化所有待捕获卫星的配置信息；
步骤2：判断当前待捕获卫星是否有效，若有效，则启动对当前卫星的多相位并行捕获，否则切换至下一颗卫星；
步骤3：对当前卫星的多相位并行捕获完成后，存储捕获结果；
步骤4：判断当前卫星是否为最后一颗卫星，若是，则结束捕获，否则轮询至下一颗卫星；
步骤5：重复步骤2-4，直至所有卫星完成轮询，完成对所有有效卫星的信号捕获。
进一步地，作为优选技术方案，所述步骤2中，多相位并行捕获的具体过程为：
步骤2-1-1：将32路数据中的每路数据分别与一个32比特位宽的相关器做相关、经过一个数字下变频处理进行粗载波剥离，并对剥离后的结果做相干积分；
步骤2-1-2：将每两路数据的相干积分结果进行频谱搬移后，再进行FIR滤波，接着将滤波结果相加使两路信号的数据合并成一路，从而得到16路数据；
步骤2-1-3：每4路数据分时复用一个FFT模块，从而得到4路FFT数据，并通过双缓存实现数据缓存；
步骤2-1-4：FFT数据输出之后还原为32路数据，将FFT输出的模值对应点进行求和叠加运算，并将运算结果存储到对应的缓存器中；
步骤2-1-5：在每路数据的256个频点中分别求出最大值以及最大值所对应的频点号，然后从32个最大值中求出最大的4个值，并记录其对应的频点号和通道号,完成一个捕获单元的多相位并行捕获。
进一步地，作为优选技术方案，所述步骤2中，多相位并行捕获的具体过程为：
步骤2-2-1：将输入的中频信号分别与本地载波发生器输出的同相、正交分量相乘，并通过低通滤波器滤除其高频分量，得到基带的复信号；
步骤2-2-2：对步骤2-2-2得到的复信号做FFT；
步骤2-2-3：对本地伪码发生器输出的伪码信号做FFT，并取共轭；
步骤2-2-4：将步骤2-2-2和步骤2-2-3的分别得到的结果进行相乘，并将乘积做IFFT；
步骤2-2-5：对步骤2-2-4得到的IFFT结果取模然后平方，并对结果进行门限判决，如果有超过门限值的尖峰值出现，则说明完成了信号捕获，尖峰对应的位置就是伪码相位，而此时本地载波的频率值就是信号的载波频率；如果当前没有超过门限的尖峰值出现，则重新设定本地载波频率，重复步骤2-2-1到步骤2-2-4。
进一步地，作为优选技术方案，所述步骤2-2-3中，本地伪码的FFT值可提前计算好并存储于接收机的存储器中。
进一步地，作为优选技术方案，假设捕获所用的采样点数为N，那么N满足的条件为N是2的整数幂。
本发明相对于现有技术，具有如下有益效果：
(1)本发明通过采用多相并行检测模块，可单次捕获32个相位，真正实现了多相位并行快速捕获，相比于现有的软件接收机，捕获速率得到了极大的提升，而且，本发明可基于FPGA、CPLD、ASIC等逻辑硬件平台实现，具有极大的适应性，理论上在资源足够的情况下，可复制本发明的逻辑电路，实现成倍的捕获速度的提高，对于对捕获时间有要求的场景，本发明可发挥决定性的作用。
(2)本发明相比于现有单相位串行捕获的软件接收机，能够单次捕获32个相位，通过时分复用，只需要使用4个FFT单元；而现有的软件接收机，即使多核并行捕获，也需要32个FFT加速单元，故本发明能够极大地降低开销、节约资源。
附图说明
图1为捕获的三维搜索示意图；
图2为本发明的多相并行捕获系统的结构示意图；
图3为本发明的多相并行检测模块的结构示意图；
图4为本发明的多相并行捕获方法流程图；
图5为现有软件接收机的实现框图；
图6为本发明基于循环相关的快速捕获结构图；
图7为频点搬移示意图。
具体实施方式
以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。
实施例
如图2所示，本实施例所述的一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统，包括外围电路和内部逻辑电路，所述外围电路包括：
通用控制处理器以及模数转换模块，所述模数转换模块用于将模块信号转换为数字信号；
所述内部逻辑电路包括：
接口模块，用于与通用控制处理器的读写访问控制；这里的接口模块指的是AHB(Advanced High Performance Bus)接口模块。
系统配置模块，用于实现系统配置；
通道参数存储模块，用于存储卫星的捕获参数；
控制模块，用于调度各个模块；
数据预处理模块，用于实现中频载波剥离、下采样以及重量化；
数据存储模块，用于存储捕获需要的数据；
内部码发生器，用于产生内部码；
码存储模块，用于存储捕获需要的码；
多相位并行检测模块，用于实现32个相位的并行检测。
进一步地，作为优选，本实施例的外围电路还包括PRM芯片，内部逻辑电路还包括PRM芯片控制接口模块，PRM芯片通过PRM芯片控制接口模块控制码存储模块，使码存储模块工作在军码或长码模式下。
为了更好的实现本发明，如图3所示，本实施例给出一种具体的多相位并行检测模块结构，具体包括：
积分子模块，用于完成相关和相干积分；
搜索子模块，用于完成载波多普勒搜索；
剥离子模块，用于完成非相干积分和码多普勒剥离；
最大值模块，用于从32个通道的最大值中挑选出4个最大值。
具体地，捕获单元共32个通道，每个通道由一个32比特位宽的相关器做相关，经过一个数字下变频进行粗载波(Stride)剥离，Stride载波剥离后的结果做相干积分(Coh)，将两个Branch的Coh结果进行频谱搬移后进行FIR滤波，滤波结果相加使两个Branch的数据合并成一路，从而得到16路数据。
接着，每4路数据分时复用一个FFT模块，从而得到4路FFT数据，通过乒乓buffe r(也叫双缓存器)缓存数据。
FFT数据输出之后还原为32路数据，分为两路进非相干积分运算存入到非相干积分缓存中。
NCS进行完后，在每路数据的256个频点中分别求出最大值以及最大值所对应的频点号，然后从32个最大值中求出最大的4个值，记录其对应的频点号和通道号,结束一个捕获单元的搜索过程。
本实施例的相关可采用一个32比特位宽的相关器进行采样数据和本地码的相关，检测模块每个时钟读取96个数据采样点和32比特的码进行相关运算，通过不同的起始比特取一段数据实现数据的滑动，32个通道分别取起始点相差1个采样点的一段，由于数据的采样率为2倍码速率，计算相关值时其中一个采样点的数据冗余，故只需依次取间隔1个采样点的数据，每次读取的数据每个通道32个采样点和32比特的码进行乘累加，这样每个时钟完成32个相位，长度为64个采样眯的相关运算，下一拍数据是从本次数据的第65个采样点往后的96个采样点，进行下面32个相位的相关运算。
本实施例中，DDC(Digital Down Convert)模块为数字下变频模块，进行粗载波剥离，载波剥离后的结果做相干积分(Coh)，DDC是一个NCO(Numerically cont rolledoscillator)数控振荡器和一个复数乘法器，Coh是一个累加器。每搜索完一个频率步进后，重新设置NCO的频率和相位，继续做下一个频率步进的运算。
本实施例中，FIR及频谱搬移采用一个6阶对称FIR低通滤波器，只用进行3个系数的乘法，其中一个系数放大到1，只需使用2个乘法器，将乘积进行右移完成小数乘积，再做2次加法即可完成滤波操作。Fs为数据采样频率，将一路搬移到Fs/4处，另一路搬移至-Fs/4处，两路信号中心频率间隔Fs/2。将两个通道相干积分的结果进行频谱搬移后相加，从而将两个通道的数据合并成一路。
FIR之后的数据每两路求和合为一路，得到16路数据，通过乒乓Buffer缓存然后进行FFT，本设计有4个FFT模块，故至少需要乒乓Buffer各4个ram。根据吞吐率的需要，在此之前的操作需要实现暂停功能，在一个ram存满后，如果FFT对另一个ram的操作未结束时，则暂停FFT之前的数据操作。
当相干积分缓存器数据准备好之后读取送入FFT模块，然后根据FFT输出的频点将每路数据还原为原来的两个通道。由于FFT不是顺序输出，这里需要根据输出的频点将数据存入到相应的地址中，频点值binID计算公式如下：
在频带[Fs/8,Fs*3/8]范围内：binID＝fftout_cnt[LSB:MSB]–HalfBinNum
在频带[Fs*5/8,Fs*7/8]范围内：binID＝fftout_cnt[LSB:MSB]–HalfBinNum*5
如附图7所示，power为各频点的功率值，上式中，binID为频点搬移至零频的频点值；fftout_cnt为FFT模块输出后的频点索引值，MSB为频点索引值fftout_cnt的最高bit位，LSB为频点索引值fftout_cnt的最低bit位，即频点索引值fftout_cnt的位宽为MSB-LSB+1，索引值位正序表达式为fftout_cnt[MSB:LSB]，位逆顺表达式为fftout_cnt[LSB:MSB]；HalfBinNum为数据采样频率Fs的1/8，即HalfBinNum＝Fs/8，见附图7，上述公式的含意为将频带位于将[Fs/8,Fs*3/8]和[Fs*5/8,Fs*7/8]的频点值都搬移至零频。
NCS操作是将多次FFT的输出的模值对应点进行求和叠加，NCS的结果存入非相干积分缓存中。由于FFT的有效带宽为1/2，而非相干积分缓存操作只需一次读和一次写操作，所以非相干积分缓存使用1个ram存储4路并行的非相干数据。
如图4所示，本实施例给出一种应用于导航系统的多相并行快速捕获方法，包括以下步骤：
步骤1：初始化所有待捕获卫星的配置信息；
步骤2：判断当前待捕获卫星是否有效，若有效，则启动对当前卫星的多相位并行捕获，否则切换至下一颗卫星；
步骤3：对当前卫星的多相位并行捕获完成后，存储捕获结果；
步骤4：判断当前卫星是否为最后一颗卫星，若是，则结束捕获，否则轮询至下一颗卫星；
步骤5：重复步骤2-4，直至所有卫星完成轮询，完成对所有有效卫星的信号捕获。
具体地，本实施例的步骤2中，多相位并行捕获的具体过程为：
步骤2-1-1：将32路数据中的每路数据分别与一个32比特位宽的相关器做相关、经过一个数字下变频模块进行粗载波剥离，并对剥离后的结果做相干积分；
步骤2-1-2：将每两路数据的相干积分结果进行频谱搬移后，再进行FIR滤波，接着将滤波结果相加使两路信号的数据合并成一路，从而得到16路数据；
步骤2-1-3：每4路数据分时复用一个FFT模块，从而得到4路FFT数据，并通过双缓存实现数据缓存；
步骤2-1-4：FFT数据输出之后还原为32路数据，将FFT输出的模值对应点进行求和叠加运算，并将运算结果存储到对应的缓存器中；
步骤2-1-5：在每路数据的256个频点中分别求出最大值以及最大值所对应的频点号，然后从32个最大值中求出最大的4个值，并记录其对应的频点号和通道号,完成一个捕获单元的多相位并行捕获。
如图5所示，现有技术通常基于循环相关的捕获算法进行软件接收机的设计，而软件指令的执行是基于CPU顺序进行的，对于输入数据的处理也只能是基于单个相位进行顺序捕获，捕获效率较低，且捕获时间较长。
GPS卫星信号捕获的本质是求相关，然后将相关结果与相应的门限做比较，判断有无成功捕获到该卫星信号，成功捕获的话则提取多普勒频移和码相位参数并传给后续跟踪环等。对于离散数字信号，其相关可以写成：
Figure BDA0003602343740000101
我们知道如果信号x(n)输入一个线形时不变(LTI)系统，假定该系统的冲击响应为h(n)，那么输出y(n)可以表示成时域卷积或是频域的傅立叶变换的形式:
Figure BDA0003602343740000102
Y(K)＝X(K)H(K) (5-3)
观察式(5-1)形式与离散时间系统的卷积相似，故可以用相似的方法进行分析，对式(5-1)作离散傅里叶变换，得到：
Figure BDA0003602343740000103
Figure BDA0003602343740000111
式中X-1(K)代表离散傅里叶逆变换(IFFT)。如果x(m)为实数，则有x*(m)＝x(m)，于是可以得到：X*(K)＝X(K)，其中X*(K)代表X(K)的共轭。同理可推导得：Z(K)＝H-1(K)*X(K)。于是我们有下面的关系式：
Z(K)＝H(K)X*(K)＝H*(K)X(K)
因此，时域相关函数z(n)，可由Z(K)作傅里叶变换得到，即：
Figure BDA0003602343740000112
通过以上分析，完成信号捕获只需要将相关函数中的x(n)换成GPS信号采样序列，h(n)换作本地C/A码序列，在实际处理中，离散傅里叶变换(DFT)一般采用快速傅里叶变换(FFT)实现。为此，本实施例设计了一种基于循环相关的捕获算法结构，如图6所示，其对应的基于循环相关的捕获步骤为：
步骤2-2-1：将输入的中频信号分别与本地载波发生器输出的同相、正交分量相乘，并通过低通滤波器滤除其高频分量，得到基带的复信号I(n)+jQ(n)；
步骤2-2-2：对步骤2-2-2得到的复信号做FFT；
步骤2-2-3：对本地伪码发生器输出的伪码信号做FFT，并取共轭；
步骤2-2-4：将步骤2-2-2和步骤2-2-3的分别得到的结果进行相乘，并将乘积做IFFT；
步骤2-2-5：对步骤2-2-4得到的IFFT结果取模然后平方，并对结果进行门限判决，如果有超过门限值的尖峰值出现，则说明完成了信号捕获，尖峰对应的位置就是伪码相位，而此时本地载波的频率值就是信号的载波频率；如果当前没有超过门限的尖峰值出现，则重新设定本地载波频率，重复步骤2-2-1到步骤2-2-4。
基于循环相关的捕获结构在载波频率上采用了直接搜索方式，在码相位上，需经过二次FFT与一次IFFT运算，便可以求出C/A码一个周期内所有采用采样点对应的相关值。假设用一个C/A码周期即1ms的数据来捕获，捕获所用的采样点数为N，采用基于循环相关的快速捕获方法时，其流程中的第四步的IFFT结果就给出了全部N个伪码相位对应的相关结果，所以需要的全部运算量大约为3个FFT的计算量，即3Nlog2N个乘加，因此，为了进一步减少捕获时间，本地伪码的FFT值可提前计算好并存储于接收机的存储器中。
基于循环相关的捕获算法，节省了运算量从而节省了捕获时间，但在实际运用该方法的时候，对N个采样点进行FFT变换，由于FFT蝶形运算的递归特性，只有在N是2的整数幂的条件下才能达到算法的最高效率。所以在采取此方法捕获之前，需对输入信号作预处理，常用方法如平均分组法，可以有效解决采样点数与FFT处理的不匹配问题，使捕获效率达到最佳。
该发明可直接移植至逻辑硬件接收机，根据系统捕获时间要求，可灵活性配置，而现有的软件接收机，由于软件是顺序执行，即使使用多核并行捕获，由于存在内核数量受限，极限捕获速率远远比不上逻辑硬件接收机。
本发明通过采用上述系统结构及方法，相比于现有单相位串行捕获的软件接收机，能够单次捕获32个相位，通过时分复用，只需要使用4个FFT单元；而现有的软件接收机，即使多核并行捕获，也需要32个FFT加速单元，故本发明能够极大地降低开销、节约资源。
另外，本发明可基于FPGA、CPLD、ASIC等逻辑硬件平台实现，理论上在资源足够的情况下，可复制本发明的逻辑电路，实现成倍的捕获速度的提高，对于对捕获时间有要求的场景，本发明可发挥决定性的作用。
虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施例对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。

Claims (8)

1.一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统，其特征在于，包括外围电路和内部逻辑电路，所述外围电路包括：
通用控制处理器以及模数转换模块，所述模数转换模块用于将模块信号转换为数字信号；
所述内部逻辑电路包括：
接口模块，用于与通用控制处理器的读写访问控制；
系统配置模块，用于实现系统配置；
捕获配置模块，用于存储不同卫星的捕获参数；
控制模块，用于调度各个模块；
数据预处理模块，用于实现中频载波剥离、下采样以及重量化；
数据缓存模块，用于缓存捕获需要的数据；
内部伪码发生器模块，用于内部产生伪码；
伪码缓存储模块，用于缓存捕获需要的伪码；
多相并行检测模块，用于实现32个相位的并行检测。
2.根据权利要求1所述的一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统，其特征在于，所述外围电路还包括PRM芯片，所述内部逻辑电路还包括PRM芯片控制接口模块，所述PRM芯片通过PRM芯片控制接口模块控制码存储模块，使码存储模块工作在军码或长码模式下。
3.根据权利要求1所述的一种应用于导航系统的多相并行快速捕获系统，其特征在于，所述多相位并行检测模块包括：
积分子模块，用于完成相关和相干积分；
搜索子模块，用于完成载波多普勒搜索；
剥离子模块，用于完成非相干积分和码多普勒剥离；
最大值模块，用于从32个通道的最大值中挑选出4个最大值。
4.一种应用于导航系统的多相并行快速捕获方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：初始化所有待捕获卫星的配置信息；
步骤2：判断当前待捕获卫星是否有效，若有效，则启动对当前卫星的多相位并行捕获，否则切换至下一颗卫星；
步骤3：对当前卫星的多相位并行捕获完成后，存储捕获结果；
步骤4：判断当前卫星是否为最后一颗卫星，若是，则结束捕获，否则轮询至下一颗卫星；
步骤5：重复步骤2-4，直至所有卫星完成轮询，完成对所有有效卫星的信号捕获。
5.根据权利要求1所述的一种应用于导航系统的多相并行快速捕获方法，其特征在于，所述步骤2中，多相位并行捕获的具体过程为：
步骤2-1-1：将32路数据中的每路数据分别与一个32比特位宽的相关器做相关、经过一个数字下变频处理进行粗载波剥离，并对剥离后的结果做相干积分；
步骤2-1-2：将每两路数据的相干积分结果进行频谱搬移后，再进行FIR滤波，接着将滤波结果相加使两路信号的数据合并成一路，从而得到16路数据；
步骤2-1-3：每4路数据分时复用一个FFT模块，从而得到4路FFT数据，并通过双缓存实现数据缓存；
步骤2-1-4：FFT数据输出之后还原为32路数据，将FFT输出的模值对应点进行求和叠加运算，并将运算结果存储到对应的缓存器中；
步骤2-1-5：在每路数据的256个频点中分别求出最大值以及最大值所对应的频点号，然后从32个最大值中求出最大的4个值，并记录其对应的频点号和通道号,完成一个捕获单元的多相位并行捕获。
6.根据权利要求2所述的一种应用于导航系统的多相并行快速捕获方法，其特征在于，所述步骤2中，多相位并行捕获的具体过程为：
步骤2-2-1：将输入的中频信号分别与本地载波发生器输出的同相、正交分量相乘，并通过低通滤波器滤除其高频分量，得到基带的复信号；
步骤2-2-2：对步骤2-2-2得到的复信号做FFT；
步骤2-2-3：对本地伪码发生器输出的伪码信号做FFT，并取共轭；
步骤2-2-4：将步骤2-2-2和步骤2-2-3的分别得到的结果进行相乘，并将乘积做IFFT；
步骤2-2-5：对步骤2-2-4得到的IFFT结果取模然后平方，并对结果进行门限判决，如果有超过门限值的尖峰值出现，则说明完成了信号捕获，尖峰对应的位置就是伪码相位，而此时本地载波的频率值就是信号的载波频率；如果当前没有超过门限的尖峰值出现，则重新设定本地载波频率，重复步骤2-2-1到步骤2-2-4。
7.根据权利要求6所述的一种应用于导航系统的多相并行快速捕获方法，其特征在于，所述步骤2-2-3中，本地伪码的FFT值可提前计算好并存储于接收机的存储器中。
8.根据权利要求6所述的一种应用于导航系统的多相并行快速捕获方法，其特征在于，假设捕获所用的采样点数为N，那么N满足的条件为N是2的整数幂。
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CN115390105A (zh) * 2022-10-27 2022-11-25 北京航空航天大学合肥创新研究院(北京航空航天大学合肥研究生院) 存算一体化gnss卫星换星方法及存储介质
CN115657093A (zh) * 2022-12-29 2023-01-31 成都奇芯微电子有限公司 基于捕获数据存储的方法

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