CN112398549A - 一种基带端时域校准方法及校准系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基带端时域校准方法及校准系统，其中所述的校准方法包括如下：对于MIMO系统的接收通道，采用校准通道发射，其余8个接收通道同时接收，对校准天线到各个接收天线的耦合系数进行测量提取并在数字域进行预先去除，并利用第1路信号作为参考信号的方式，采用自适应时域滤波均衡方法实现校准；对于MIMO系统的发射信道，发射通道校准采用具有宽带特性的正交发射信号进行发射；并采用自适应时域滤波方法实现，参考信号可选择为第一路发射信号的校准通道响应。

Description

一种基带端时域校准方法及校准系统

技术领域

本发明涉及相控阵天线技术领域，更具体的，涉及一种基带端时域校准方法及校准系统。

背景技术

作为典型具有多通道特性的相控阵天线是由许多单元通道构成的天线阵列，每个通道包含了若干微波器件，如辐射天线单元、移相器、电调衰减器、功放、变频器、低噪放、滤波器、限幅器等。这些微波器件在使用过程中很难保证通道之间的幅相稳定不变。由于通道的幅相变化会严重影响相控阵的扫描精度、波束宽度以及低旁瓣特性，严重时甚至不能正常工作。因此，在相控阵天线服役期间必须对其各通道幅相变化进行定期监测和校准。因而，相控阵天线的测试和校准技术除包含一般天线测量技术的内涵外，还包含相控阵天线组装好之后的性能校准和相控阵雷达使用过程中阵面性能的监测，该技术贯穿于相控阵雷达天线研制、生产、使用整个过程。

对于宽带数字阵列雷达，通道间的误差主要来自两个部分，即天线阵列和数字T/R组件，而通道内的误差主要是较宽的工作带宽引起的。

1)天线阵列带来的通道间误差

天线阵列带来的通道间误差主要是由于天线阵元上的电流分布导致的天线互耦效应带来的，天线阵元间存在互耦效应使得天线阵列中不同位置的天线阵元的方向图各不相同，进而阵列按原方向图合成的天线波束的旁瓣电平高于正常值。根据互耦效应的原理，天线阵元间距越大，阵元间的互耦效应越小，也可以利用一些补偿方法降低或消除互耦效应带来的影响。同理，天线阵列不一致、重力变形、风力变形等也会产生通道误差。

2)数字TR组件带来的通道间误差

数字TR组件作为数字阵列雷达最主要的部分，也是数字阵列雷达的一个主要误差来源。数字阵列雷达由于结构体系的原因，通常有多路天线，而每路天线都有一个TR组件作为独立的接收通道，每个TR组件包含射频放大器、模拟混频器、模拟中频滤波器、AGC控制器、直接频率合成器和模数转换器等模拟器件，这些模拟器件在制造过程中不可避免的存在幅度和相位的不一致性。同时随着时间、环境、温度等外部因素的变化，同样会导致这些模拟器件的频率响应出现一定的幅度和相位的改变，另外在TR组件的数字部分，ADC引入的量化误差、信号处理过程中有限字长效应引入的误差和正交解调过程中引入的正交误差等均会造成通道频率响应的变化，从而使得经过通道的信号产生幅度和相位上的误差。

3)大带宽引起的通道内误差

对于宽带数字阵列雷达，其工作频带较宽，阵列雷达每个通道的频率响应随着信号频率变化而变化，这就使得在同一个通道内不同频点上的幅频响应和相频响应出现误差。

针对以上因素引起的宽带数字阵列雷达的通道间的误差，目前有以下几种校正方法：

其中，现有技术之一，一种基于射频组件的射频端内校准方法，该方法的技术工作原理如图1所示，具体的工作原理如下：

1、做发射通道校准时，开关打向K1和K3，射频测试信号先经过一个功分网络，将测试信号均匀的分配到T/R组件的输入端，T/R组件负责将发射信号进行放大和移相等操作后，通过“测试信号馈电网络”也就是一种耦合网络，到达开关K1,并进一步达到信号测试端(此时只有一路信号)，在这里可以是简单的矢量网络分析仪，也可以是一些其他的能测量信号幅度相位的测量系统。通过测量该路信号，结合T/R组件事先设计好的移相组合就能进行校准算法计算。

2、用做接收通道校准时，开关打向K2和K4，射频测试信号经“测试信号馈电网络”，耦合至天线接收通道，在天线接收通道中，一般要进行一些固定相位的移相操作，然后经过移相的信号经“合成网络”，一般情况下就是一功分器，其在接收的时候是一个合路器，通过该网络后，接收信号被合成一路，并进一步达到信号测试端，在这里可以是简单的矢量网络分析仪，也可以是一些其他的能测量信号幅度相位的测量系统。

最终通过校准计算后的波控数据将直接作用于波控系统，也就是T/R组件的控制系统，对T/R组件进行校准，从而实现需要的幅相分布馈到天线上。

该方法存在的缺点主要如下：该方法主要针对射频端的校准，使用该方法进行校准时需要事先设置好内校准网络，主要包括测试信号馈电网络，发射接收波束网络等。

现有技术之二，一种射频端外校准方法，该校正方法的工作原理如图2所示，该校正方法采用的测试设备包括：用于接收信号的天线、待测试的相控阵天线、功率计。接收天线一般置于天线阵列的正前方，同时与阵面的距离需要满足阵列的远场条件。

用于测试的探头天线置于整个阵列的远场范围中，当需要测试阵列中某个天线单元的激励时，则将该单元的移相器从0～2π连续旋转，然后按照上述的方法就可以依次求解每一个阵列单元的激励，如图3所示。

现有技术之二存在的缺点如下：

用于测试的探头天线需置于整个阵列的远场范围中，当需要测试阵列中某个天线单元的激励时，则将该单元的移相器从0～2π连续旋转，对于某些大口径的天线阵列来说，需要很大的测试场地才能满足远场天线，这会导致测试成本急剧上升。远场校准需要将已安装的天线阵列搬移下来，并不具备便捷性。

现有技术之三，一种基带端频域方法，如图4所示。通道频域均衡的思想是利用均衡滤波器的频率特性去补偿失配通道的频率特性，使包括均衡器在内的总的系统传递函数满足系统无失真实际性能要求，理论上频域均衡可以对失配通道的幅频特性、相频特性失真给以很高的校正精度。通道频域均衡是一种接近平摊的固定式均衡，对通道特性缓变的校正效果较好。通道均衡频域算法利用傅里叶变换将信号转换到频域，直接对均衡器的期望频率响应和实际频率响应做最小二乘拟合，进而求取均衡器权矢量，因而必需预先详细知道各通道的幅相特性，求解过程中会用到矩阵求逆运算，工程不易实现。

如图4所示，为频域均衡原理框图，假设阵列共有M个阵元，对应M个通道，同时域均衡一样，频域通道均衡也要选择一条通道作为参考通道，其他M-1通道为待校正通道，其后分别加入均衡滤波器。参考通道的选取方案同上，对失配通道进行均衡校正的关键是求取期望均衡器的权系数，为此，首先必须测量各通道的频率响应，具体方法是利用校正信号源通过功分网络向各通道注入同一个线性调频校正测试信号并在各通道后接收信号，如果期望均衡器由一抽头数为L、时延间隔为T的FIR横向滤波器实现，考虑到均衡器会引入时延，时延量为D＝(L-1)T/2，为了使均衡校正后参考通道的信号与待均衡通道的信号序列中心对齐，需在参考通道后加一个与均衡器等阶数的延时器，延迟量为D＝(L-1)T/2，它是一全通线性相移网络，其频率响应为H_delay＝exp[-jw(L-1)T/2]。

假设参考通道的频率响应为D_ref(ω)，第m(1,...M-1)个待校正通道的频率响应为D_m(ω)，对应期望均衡器的频率响应为H_m(ω)，失配通道与均衡器级联总的频率响应为：

C_m(w)＝D_m(w)·H_m(w) m＝1,...M-1 (1-1)

如果所有的C_m(ω)彼此相等且都等于参考通道与延时器级联的频率响应C_ref(ω)，那么就实现了阵列通道的均衡校正，也就是说经均衡校正后各通道的频率特性一致，即：

C₁(w)＝C₂(w)＝....＝C_M-1(w)＝C_ref(w) (1-2)

C_ref(w)＝D_ref(w)H_delay(w) (1-3)

那么，第m个待校正通道对应期望均衡器的频率响应可表示为：

然而现有技术之三也存在着缺点，具体如下：

频域均衡算法是基于最小二乘拟合法，对参考通道与待均衡通道的频率响应进行拟合来求出均衡器权系数的。频域均衡算法相比之下具有更高的精度，但算法不易实现。

发明内容

本发明为了解决现阶段系统硬件条件受限，必须同时发射或接收，无法单独控制的问题，提供了一种基于基带端时域校准方法及校准系统，其利用时域自适应滤波均衡技术，结合发射校准中的正交信号技术完成，仅通过一次发射或接收，实现整个发射或接收系统的校准。

为实现上述本发明目的，采用的技术方案如下：一种基带端时域校准方法，所述的校准方法包括如下：

对于MIMO系统的接收通道，采用校准通道发射，其余8个接收通道同时接收，对校准天线到各个接收天线的耦合系数进行测量提取并在数字域进行预先去除，并利用第1路信号作为参考信号的方式，采用自适应时域滤波均衡方法实现校准；

对于MIMO系统的发射信道，发射通道校准采用具有宽带特性的正交发射信号进行发射；并采用自适应时域滤波方法实现，参考信号可选择为第一路发射信号的校准通道响应。

基于以上所述的基带端时域校准方法，本发明还提供了一种校准系统，包括MIMO系统、第一耦合系数消除滤波器、第一自适应通道均衡器、第二耦合系数消除滤波器、第二自适应通道均衡器；所述的MIMO系统包括接收通道、发射通道、天线阵列；

所述的接收通道，用于将接收到的天线阵列信号传输给第一耦合系数消除滤波器；

所述的第一耦合系数消除滤波器用于去除天线阵列的耦合系数；

所述的第一自适应通道均衡器对去除耦合系数的天线阵列信号进行校正；

所述的第二耦合系数消除滤波器对待发射的信号预先去除耦合系数；

所述的第二自适应通道均衡器，用于对预先去除耦合系数的信号校正，将校正后的信号通过发射通道进行发射。

本发明的有益效果如下：

1.本发明针对天线的安装位置及其包含射频通道在内的互耦引起的不一致误差，实现对天线互耦及射频组件的互耦补偿。由于本问题是宽带时域问题，所以需要对进行宽带天线阵列耦合系数提取操作，为后续校准均衡算法提供先验知识。

2.本发明的校准主要针对时域响应，故通道均衡主要通过时域滤波算法对通道在宽带通信信号输入情况下的均衡问题进行计算和补偿。在此选择基于自适应滤波时域校准，其最大的好处是既能满足宽带信号校准的目标，又是一种实时的校准方法，能够满足一般情况下晶振初相的校准要求。

3.接收通道校准采用校准通道发射，其余8个接收通道同时接收，采用自适应时域滤波均衡技术实现校准。

附图说明

图1是现有技术之一的射频端内校准框图。

图2是现有技术之二的射频端外校准示意图。

图3是现有技术之二的射频端外校准法在线校准示意图。

图4是现有技术之三的通道频域均衡算法示意图。

图5是实施例1天线阵列发射状态下的阵列互耦路径及单元等效电路，其中(a)阵列互耦路径、(b)等效电路。

图6是实施例1接收阵列互耦路径及单元等效电路，(a)接收阵列互耦路径(b)等效电路。

图7是实施例1所述的天线阵相互耦合的模型示意图。

图8是实施例1耦合系数消除滤波器的结构示意图。

图9是实施例1维纳滤波时域校准。

图10是实施例2所述的MIMO系统架构及校准系统图。

图11是实施例2所述的射频开关控制电路示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明做详细描述。

实施例1

一种基带端时域校准方法，所述的校准方法包括如下：

对于MIMO系统的接收通道，采用校准通道发射，其余8个接收通道同时接收，对校准天线到各个接收天线的耦合系数进行测量提取并在数字域进行预先去除，并利用第1路信号作为参考信号的方式，采用自适应时域滤波均衡方法实现校准；

对于MIMO系统的发射信道，发射通道校准采用具有宽带特性的正交发射信号进行发射；并采用自适应时域滤波方法实现，参考信号可选择为第一路发射信号的校准通道响应。

在一个具体的实施例中，由于MIMO系统中的天线阵列天线可以实现发射和接收两种状态，但是天线阵列的两种状态下的互耦路径却有所不同。下面将简单介绍一下天线单元之间的互耦情况，并且给出其电路模型。

如图5所示，天线阵列中天线m与天线n在发射状态下的互耦路径。在天线阵列中，天线n有一个外接激励并向外辐射，天线m自身没有外接激励源。由激励源产生的能量到达天线n的过程记为路径(0)，天线n向自由空间辐射记为路径(1)。天线m处于天线n的辐射场中，必然会接收到一部分能量，那么就在天线m上产生感应电流，这一路径记为路径(2)。此时天线m作为辐射源向自由空间中辐射能量，记为路径(3)，同时还有一部分能量作为接收的能量到达天线负载，记为路径(4)。当天线m作为辐射源向自由空间中辐射能量中，也存在天线n接收一部分其中的能量，记为路径(5)。这一过程将无限的持续下去。

在一个具体的实施例中，当天线阵列处于接收状态时，耦合路径与发射状态时的耦合路径有所不同。如图6所示，一束平面波入射到天线阵列中，天线m接收到该来波，产生感应电流(路(0))。感应电流的一部分能量传到负载(路径(1))，另一部分能量向自由空间中辐射(路径(2))。辐射到自由空间的能量，一部分被天线n接收(路径(3))。同时，如果天线的负载不匹配，就会发生反射现象，记为路径(4)。如果天线n作为接收天线，这一过程也是一样的。如果两个天线都作为接收天线，总的场是两个天线单元的辐射场和散射场的叠加。

接收天线单元的等效电路如图6(b)所示。当天线作为接收阵列天线时，外加电场在天线终端上产生电压的过程如下：外加电场在天线上产生感应电动势，这一感应电动势激发感应电流，感应电流流过天线终端所接负载ZL，最终在负载上产生终端电压V，即来波信号响应。Zant为天线的等效输入阻抗，与发射状态时计算方法一致。与发射天线不同，接收状态的感应电压与天线表面的感应电流分布有关系。很多互耦校准方法都会用到互耦矩阵的概念，这一概念主要用于接收阵列中，并且广泛应用于波束形成、干扰抑制和DOA估计中，所以对接收阵列互耦校准的研究成为现在研究互耦问题很重要的一个方面。

根据接收状态时的天线阵列互耦路径，将互耦矩阵看成是受到互耦影响的信号与理想信号间的一个转换矩阵：

V＝CV_ideal

其中，V为表示受到互耦影响的阵列接收信号向量，V_ideal是表示没有互耦影响的信号向量，C为耦合矩阵；如果预得到没有互耦影响的理想信号，需求解互耦矩阵C；

假设C为满秩矩阵，那么理想信号可以由受到互耦影响的信号进行恢复

V_ideal＝C^-1V

上式表明，来波信号可以通过终端电压乘以耦合矩阵C的逆矩阵来进行恢复。

对于来波信号的准确估计取决于对耦合矩阵的精确求解，下面将简单介绍采用单元方向图法进行求解耦合矩阵的方法。

单元方向图法大致分为两类：孤立单元方向图法(Isolated Element PatternMethod)和耦合单元方向图法(Coupled Element Pattern Method)。

孤立单元方向图法将终端上某一特定天线单元的终端电压(互耦电压)看成是由两部分组成。第一部分是由该单元天线孤立状态下的方向图对来波信号产生的响应，另一部分其它孤立单元对来波信号响应的线性叠加。天线单元之间的相互耦合用一组复数表示，记为C_mn，所有天线之间的互耦关系构成的矩阵称为互耦矩阵或者互耦校准矩阵。这一复数矩阵将互耦电压和没有受到互耦影响的电压建立了联系。这种方法从阵列信号处理中的一个模型入手：

A_true＝CA_theo

此处，A_true是实际的阵列响应矩阵，A_theo是理想阵列没有互耦影响时的阵列响应，C是一个与角度无关的互耦矩阵。A_true中的每一行是阵列中某一特定天线接收信号的强度，它是阵列对不同方向入射来波的响应。

A_theo是没有互耦的单个天线接收信号的响应，是一个只与入射波方向和单元位置相关的量。但这种方法认为阵列的响应矢量为理想点源方向矢量，这一假设对于全向性的天线而言可以近似等效，对于非全向性天线而言，相差甚远。

耦合单元方向图法(Coupled Element Pattern Method)与孤立单元方向图法类似。该方法需要获得的是受互耦影响的电压而不是互耦校准后的电压。这种方法的耦合方向图是阵列某一天线激励，其它天线存在于阵列中时的方向图，即考虑了其它单元耦合影响的方向图。在这一方法中，整个阵列的响应将由耦合方向图表示。这一方法是后面介绍的插值法中的一种，根据采样点求解阵列未知点的响应。因此，该方法不是求互耦校准矩阵的参量，而是将耦合的影响直接体现在阵列响应中。后端的信号处理算法都对这一有耦合的阵列响应做处理。

计算耦合矩阵C的步骤如下：

1.设发射天线各单元馈电信号为V_馈电，天线单元由于耦合的存在的真实信号为V_实际

C*V_实际＝V_馈电

如图7所示，假设耦合产生的电流在单元上的分布与原单元上的电流分布相同，对所有单元孤立方向图及其处于阵列中的阵中方向图构成的矢量分别表示为如下向量形式：

两者的关系可表示为E＝C'Eⁱ,不难证明,C＝(C'T)-1

2.单元方向图重建法

1)互耦校准矩阵C为一个N*N的复数矩阵，为了求解C矩阵中的各个参数，选取M(N<M)个方向上的电场值，那么可以建立如下的矩阵方程

针对互耦校准矩阵的求解，需要满足min||CE-Eⁱ||

令f(C)＝(CE-Eⁱ)(CE-Eⁱ)^H

得C＝EⁱE^H(EE^H)^-1。

在一个具体的实施例中，本实施例可以通过采用耦合系数消除滤波器在数字域去除耦合系数。具体地：

校准通道和天线之间通过空间耦合的方式，传递信号，在校准的时候实际只校准通道的不一致性，所以在进行通道校准时需要提前将这个耦合传递函数进行去除。但是去除该耦合信号是在基带完成，也就是说测试的耦合信号是射频信号，而消除信号在基带，其涉及到数字信号的分数延迟，在此选择如下图8所示的结构完成分数延迟。

图8是基于FARROW结构的耦合系数消除滤波器，可看出其由M+1组N阶滤波器组成。由于其组数标号是从0开始，为了描述方便，将其称为M组N阶FARROW结构滤波器。相较于加窗方法、最大平坦准则逼近方法设计的滤波器，它的优势是根据带宽等参数设计好FARROW滤波器的结构和系数后，仅通过改变一个参数就能实现变化的延时量，不必重新设计滤波器，既能节省空间又可降低硬件实现的复杂度。

在一个具体的实施例中，所述的自适应时域滤波均衡方法是基于维纳滤波理论，其原理图如图9所示。所述的自适应时域滤波均衡方法，通过对失配通道的失配波形，产生用以补偿的波形与失配波形进行叠加，从而使得合成后的波形不失真，满足系统的指标要求。

所述的自适应时域滤波均衡方法，具体如下：

以理想通道为参考通道，设均衡器是由抽头数为L，时延为T的数字滤波器来近似，且滤波器的权矢量为

W＝[w₀,w₁,w₂.....w_L-1]^T

则均衡器输出为：

y(n)＝w^Hx(n)＝x(n)^Hw

则误差信号为：

e(n)＝y_ref(n)-y(n)＝y_ref(n)-w^Hx(n)

式中：[]T代表转置，[]H代表共轭转置，且x(n)＝[x(n),x(n-1)...,x(n-L+1)]^T；定义估计误差函数为：

J(w)＝E[|e(n)|²]＝E[|y_ref(n)-y(n)|²]

＝E[|y_ref(n)|²]-r^Hw-w^Hr+w^HRw

式中，R＝E[x(n)x^H(n)]为x(n)的自相关矩阵，

为x(n)与y_ref(n)的互相关矩阵；

基于最小均方准则下的梯度矢量为：

则当R为满秩矩阵时，方程的最优解为：

w₀＝R^-1r

时域均衡是基于维纳滤波原理来求得均衡器权系数的，若在实际计算过程中，输入数据率很大或者均衡器的权系数很多时，求解R^-1时就会有很大的运算量，实现起来就会很复杂。因此，为了避免矩阵求逆，可以采用最小均方(LMS)算法或者递推最小二乘(RLS)算法进行求解。

实施例2

基于实施例1所述的基带端时域校准的方法，本实施例还提供了一种校准系统，如图10所示，包括MIMO系统、第一耦合系数消除滤波器、第一自适应通道均衡器、第二耦合系数消除滤波器、第二自适应通道均衡器；所述的MIMO系统包括接收通道、发射通道、天线阵列；

所述的接收通道，用于将接收到的天线阵列信号传输给第一耦合系数消除滤波器；

所述的第一耦合系数消除滤波器用于去除天线阵列的耦合系数；

所述的第一自适应通道均衡器对去除耦合系数的天线阵列信号进行校正；

所述的第二耦合系数消除滤波器对待发射的信号预先去除耦合系数；

所述的第二自适应通道均衡器，用于对预先去除耦合系数的信号校正，将校正后的信号通过发射通道进行发射。

在一个具体的实施例中，所述的MIMO系统还包括第一低噪声放大器、第一滤波混频器、第一A/D转换器、第一功率放大器、第二滤波混频器、第一D/A转换器；

所述的天线阵列将接收到的信号依次通过第一低噪声放大器、第一滤波混频器、第一A/D转换器传输给第一耦合系数消除滤波器进行耦合系数去除；

所述的第二自适应通道均衡器将校正后的信号依次通过第一D/A转换器、第二滤波混频器、第一功率放大器通过天线阵列发射。

在一个具体的实施例中，为实现通道的发射和接收分时分别校准，需要在系统硬件设计中加入开关网络，如图11所示，所述的校正系统还包括第一射频开关、第二射频开关、第三射频开关、第四射频开关、第五射频开关；

所述的第一射频开关的A端口接发送端TX0，第一射频开关的B端口接第二射频开关的A端口；第一射频开关的C端口接功率放大器的输入端；

所述的第二射频开关的B端口接第三射频开关的B端口；

所述的第三射频开关的A端口接天线校准通道；第三射频开关的C端口接第四射频开关的C端口；

所述的第四射频开关的A端口接第五射频开关的B端口；

所述的第五射频开关的C端口接低噪声放大器，所述的第五射频开关的A端口与接收端RX0；

接收情况下的开关状态：当0通道对其他通道的接收链路进行校准时，TX0切换到天线校准通道，发射信号通过第一射频开关的A端口、第二射频开关的A端口、第三射频开关的B端口至天线校准端口，天线校准端口通过耦合线进入接收通道；当校准信号进入接收通道以后，经过模拟信号混频和采样进入数字域；接着通过耦合系数消除滤波器进行耦合系数消除，再进行自适应通道均衡器进行时域均衡算法(时域均衡算法基于维纳滤波原理，按照一定准则使得待校正通道均衡器的输出信号与参考通道的参考信号间的均方误差最小，同时运用自适应算法求取出均衡器最优权矢量)。

发射情况下的开关状态：当0通道对其它通道的发射链路进行校准时，RX0切换到天线校准通道，TX0-TX7同时发射信号至校准天线，校准天线接收到8个发射信号，并将其进行分离，采用同接收通道相同的自适应方式得到各路发射通道的均衡权值，并在发射信号基带进行相同的权值植入，从而实现通道一致性的校准操作。

本实施例针对射频和中频未设置进行幅相或通道一致性调整的相关硬件，在本实施例中，校准均安放在基带的数字域进行。选用了时域均衡算法，基于维纳滤波原理，使得待均衡通道与参考通道的输出信号均方误差最小，算法易于实现。

加入耦合系数提取及去除步骤，在进行通道校准时提前将这个耦合传递函数进行去除，在校准的时候实际只校准通道的不一致性。

本实施例的校准主要针对时域响应，故通道均衡主要通过时域滤波算法对通道在宽带通信信号输入情况下的均衡问题进行计算和补偿。在此选择基于维纳滤波时域校准，其最大的好处是既能满足宽带信号校准的目标，又是一种实时的校准方法，能够满足一般情况下晶振初相的校准要求。

接收通道校准采用校准通道发射，其余8个接收通道同时接收，采用自适应时域滤波均衡技术实现校准。

发射通道校准原则上也必须采用同时激励，并实时校准的方式，但当校准通道只有一路接收，发射通道同时发射其会使得信号间相互耦合，所以为了能在接收通道中将各路发射信号能分离出来，采用具有宽带特性的正交发射信号进行发射，从而保证接收通道能在发射通道同时发射的时候又能分离出各个发射通道的响应，其主要依据为通道响应缓变特性，所以只要发射信号选择覆盖了整个频段的正交信号即可。发射通道校准也采用自适应时域滤波方法实现，参考信号可选择为第一路发射信号的校准通道响应。

由于校准部分集中在基带时域校准，时域自适应迭代对输入的信号有所要求：最好为平稳信号，尤其是LMS均衡算法，否则有可能会不收敛。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基带端时域校准方法，其特征在于：所述的校准方法包括如下：

对于MIMO系统的接收通道，采用校准通道发射，其余8个接收通道同时接收，对校准天线到各个接收天线的耦合系数进行测量提取并在数字域进行预先去除，并利用第1路信号作为参考信号的方式，采用自适应时域滤波均衡方法实现校准；

对于MIMO系统的发射信道，发射通道校准采用具有宽带特性的正交发射信号进行发射；并采用自适应时域滤波方法实现，参考信号可选择为第一路发射信号的校准通道响应。

2.根据权利要求1所述的基带端时域校准方法，其特征在于：当天线阵列处于接收状态时，根据接收状态时的天线阵列互耦路径，将互耦矩阵看成是受到互耦影响的信号与理想信号间的一个转换矩阵：

V＝CV_ideal

其中，V为表示受到互耦影响的阵列接收信号向量，V_ideal是表示没有互耦影响的信号向量，C为耦合矩阵；如果预得到没有互耦影响的理想信号，需求解互耦矩阵C；

假设C为满秩矩阵，那么理想信号可以由受到互耦影响的信号进行恢复

V_ideal＝C^-1V

上式表明，来波信号可以通过终端电压乘以耦合矩阵C的逆矩阵来进行恢复。

3.根据权利要求2所述的基带端时域校准方法，其特征在于：采用孤立单元方向图法求解互耦矩阵C，具体地：假设终端上某一特定天线单元的互耦电压由两部分组成；

第一部分是由该单元天线孤立状态下的方向图对来波信号产生的响应；

另一部分其它孤立单元对来波信号响应的线性叠加；

天线单元之间的相互耦合用一组复数表示，记为C_mn，所有天线之间的互耦关系构成的矩阵称为互耦矩阵或者互耦校准矩阵；这一复数矩阵将互耦电压和没有受到互耦影响的电压建立关联，得到：

A_true＝CA_theo

其中，A_true是实际的阵列响应矩阵，A_theo是理想阵列没有互耦影响时的阵列响应，C是一个与角度无关的互耦矩阵；A_true中的每一行是阵列中某一特定天线接收信号的强度，它是阵列对不同方向入射来波的响应；

Atheo是没有互耦的单个天线接收信号的响应，是一个只与入射波方向和单元位置相关的量。

4.根据权利要求3所述的基带端时域校准方法，其特征在于：还可以采用耦合单元方向图法求解互耦矩阵C。

5.根据权利要求1～4任一项所述的基带端时域校准方法，其特征在于：通过采用耦合系数消除滤波器在数字域去除耦合系数。

6.根据权利要求5所述的基带端时域校准方法，其特征在于：所述的自适应时域滤波均衡方法，通过对失配通道的失配波形，产生用以补偿的波形与失配波形进行叠加，从而使得合成后的波形不失真。

7.根据权利要求5所述的基带端时域校准方法，其特征在于：所述的自适应时域滤波均衡方法，具体如下：

以理想通道为参考通道，设均衡器是由抽头数为L，时延为T的数字滤波器来近似，且滤波器的权矢量为

W＝[w₀,w₁,w₂.....w_L-1]^T

则均衡器输出为：

y(n)＝w^Hx(n)＝x(n)^Hw

则误差信号为：

e(n)＝y_ref(n)-y(n)＝y_ref(n)-w^Hx(n)

式中：[]T代表转置，[]H代表共轭转置，且x(n)＝[x(n),x(n-1)...,x(n-L+1)]^T；定义估计误差函数为：

J(w)＝E[|e(n)|²]＝E[|y_ref(n)-y(n)|²]

＝E[|y_ref(n)|²]-r^Hw-w^Hr+w^HRw

式中，R＝E[x(n)x^H(n)]为x(n)的自相关矩阵，

为x(n)与y_ref(n)的互相关矩阵；

基于最小均方准则下的梯度矢量为：

则当R为满秩矩阵时，方程的最优解为：

w₀＝R^-1r

时域均衡是基于维纳滤波原理来求得均衡器权系数的，可以采用最小均方算法或者递推最小二乘算法进行求解。

8.一种基于权利要求1、3、4、6、7任一项所述的基带端时域校准方法的校准系统，其特征在于：包括MIMO系统、第一耦合系数消除滤波器、第一自适应通道均衡器、第二耦合系数消除滤波器、第二自适应通道均衡器；所述的MIMO系统包括接收通道、发射通道、天线阵列；

所述的接收通道，用于将接收到的天线阵列信号传输给第一耦合系数消除滤波器；

所述的第一耦合系数消除滤波器用于去除天线阵列的耦合系数；

所述的第一自适应通道均衡器对去除耦合系数的天线阵列信号进行校正；

所述的第二耦合系数消除滤波器对待发射的信号预先去除耦合系数；

所述的第二自适应通道均衡器，用于对预先去除耦合系数的信号校正，将校正后的信号通过发射通道进行发射。

9.根据权利要求8所述的校准系统，其特征在于：所述的MIMO系统还包括第一低噪声放大器、第一滤波混频器、第一A/D转换器、第一功率放大器、第二滤波混频器、第一D/A转换器；

所述的天线阵列将接收到的信号依次通过第一低噪声放大器、第一滤波混频器、第一A/D转换器传输给第一耦合系数消除滤波器进行耦合系数去除；

所述的第二自适应通道均衡器将校正后的信号依次通过第一D/A转换器、第二滤波混频器、第一功率放大器通过天线阵列发射。

10.根据权利要求9所述的校准系统，其特征在于：所述的校正系统还包括第一射频开关、第二射频开关、第三射频开关、第四射频开关、第五射频开关；

所述的第一射频开关的A端口接发送端TX0，第一射频开关的B端口接第二射频开关的A端口；第一射频开关的C端口接功率放大器的输入端；

所述的第二射频开关的B端口接第三射频开关的B端口；

所述的第三射频开关的A端口接天线校准通道；第三射频开关的C端口接第四射频开关的C端口；

所述的第四射频开关的A端口接第五射频开关的B端口；

所述的第五射频开关的C端口接低噪声放大器，所述的第五射频开关的A端口与接收端RX0；

接收情况下的开关状态：当0通道对其他通道的接收链路进行校准时，TX0切换到天线校准通道，发射信号通过第一射频开关的A端口、第二射频开关的A端口、第三射频开关的B端口至天线校准端口，天线校准端口通过耦合线进入接收通道；当校准信号进入接收通道以后，经过模拟信号混频和采样进入数字域；

发射情况下的开关状态：当0通道对其它通道的发射链路进行校准时，RX0切换到天线校准通道，TX0-TX7同时发射信号至校准天线，校准天线接收到8个发射信号，并将其进行分离，采用同接收通道相同的自适应方式得到各路发射通道的均衡权值，并在发射信号基带进行相同的权值植入，从而实现通道一致性的校准操作。

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