CN112366964B - 一种无线输电两级ac-dc变换电路及其阻抗调节方法 - Google Patents

一种无线输电两级ac-dc变换电路及其阻抗调节方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种无线输电两级AC‑DC变换电路及其阻抗调节方法，补偿电路包括：耦合线圈、三电容、两电感；第一整流电路包括：两电感、两电容、两二极管、两功率开关；第二整流电路包括：第三电感、第四电感、第三电容、第四电容、第三二极管、第四二极管、第三功率开关、第四功率开关、第八电容及电阻；当两整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以内时，第一至第四功率开关保持关断，第八电容处于充电状态；当两整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以外时，第一至第四功率开关保持导通，第八电容处于非充电状态。通过本发明，可连续调节接收级电路接口端的等效阻抗，同时可减小输出电压的纹波。

Description

一种无线输电两级AC-DC变换电路及其阻抗调节方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种无线输电两级AC-DC变换电路及其阻抗调节方法。
背景技术
无线输电系统包括发射电路和接收电路，可以采用双侧LCC结构，在发射电路和接收电路之间存在磁耦合机构，在发射电路和接收电路中存在补偿电路。在接收电路的补偿电路后级为整流电路，获得直流输出电压，为后级负载提供直流电源。直流电源负载多种多样，包括恒功率负载、恒流负载、纯阻负载、逆变器负载和蓄电池负载。从平均角度，在稳态时对于对称负载，如蓄电池，直流电源负载可以等效为电阻。该电阻取值不同时，磁耦合机构的传输效率不同，为此可以采用可控整流电路，通过调节功率开关的通断规则，可以调节整流电路前面接口端的等效电阻，使得该电阻等于磁耦合机构传输效率最大时的最优负载电阻，则可以保持磁耦合机构传输效率最大。目前常用的起到阻抗匹配作用的电路包括先整流后降压的电路，使得整流电路和降压电路产生更多的损耗，即使磁耦合机构传输效率最大，接收电路的传输效率大打折扣。一种较好办法就是采用可控整流电路，即可以完成整流功能，又可以调节接口端等效电阻，保证在磁耦合机构原副边距离改变以及最终负载电阻改变时，使得接口端等效电阻等于磁耦合机构传输效率最大时对应的电阻。在可控整流电路调节接口端等效电阻的技术文献较少，而且也没有揭露一些实时性较好地阻抗调节算法。
综合以上，对无线输电后级整流电路和阻抗匹配电路检索发现，尚没有发现对称性较好、实时性较好的等效阻抗调节相关技术。
发明内容
本发明针对上述现有技术中存在的问题，提出一种无线输电两级AC-DC变换电路及其阻抗调节方法，可以连续调节接收级电路接口端的等效阻抗；同时，由于末端电压输出为两级整流电路输出电压的矢量和，因此可有效减小输出电压的纹波。
为解决上述技术问题，本发明是通过如下技术方案实现的：
本发明提供一种无线输电两级AC-DC变换电路，其包括：补偿电路、第一整流电路以及第二整流电路；其中，
所述补偿电路包括：耦合线圈、第五电容、第六电容、第七电容、第五电感以及第六电感；
所述第一整流电路包括：第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管、第一功率开关以及第二功率开关；
所述第二整流电路包括：第三电感、第四电感、第三电容、第四电容、第三二极管、第四二极管、第三功率开关、第四功率开关、第八电容以及电阻；其中，
所述耦合线圈的第一端与所述第五电容的第一端相连，所述耦合线圈的第二端与所述第七电容的第一端相连；
所述第五电容的第二端分别与所述第五电感的第一端以及所述第六电容的第一端相连；
所述第七电容的第二端分别与所述第六电感的第一端以及所述第六电容的第二端相连；
所述第五电感的第二端分别与所述第一电感的第一端以及所述第三电感的第一端相连；
所述第六电感的第二端分别与所述第二电感的第一端以及所述第四电感的第一端相连；
所述第一电感的第二端与所述第一电容的第一端相连，所述第二电感的第二端与所述第二电容的第一端相连；
所述第一电容的第二端分别与所述第一二极管的阳极以及所述第一功率开关的漏极相连；
所述第二电容的第二端分别与所述第二二极管的阳极以及所述第二功率开关的漏极相连；
所述第三电感的第二端与所述第三电容的第一端相连，所述第四电感的第二端与所述第四电容的第一端相连；
所述第三电容的第二端分别与所述第三二极管的阳极以及第三功率开关的漏极相连；
所述第四电容的第二端分别与所述第四二极管的阳极以及第四功率开关的漏极相连；
所述第一二极管的阴极、第二二极管的阴极、第三二极管的阴极以及第四二极管的阴极相连后分别与所述第八电容的第一端以及电阻的第一端相连，形成输出正极；
所述第一功率开关的源极、第二功率开关的源极、第三功率开关的源极以及第四功率开关的源极相连后分别与所述第八电容的第二端以及电阻的第二端相连，形成输出负极；
进一步地，当所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以内时，所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持关断，所述第八电容处于充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于最终输出电压；
当所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以外时，所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持导通，所述第八电容处于非充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于零。
较佳地，所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流峰值两侧控制角的预设范围为：[0，π/4]。
较佳地，所述第一整流电路以及所述第二整流电路的桥前基波电压有效值为：
Figure BDA0002767254470000041
输出电流平均值为
Figure BDA0002767254470000042
桥前电流为：
Figure BDA0002767254470000043
输出电压为：
Figure BDA0002767254470000044
桥前等效电阻为
Figure BDA0002767254470000045
较佳地，所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关为SiC半导体功率开关。
本发明还提供一种无线输电两级AC-DC变换电路的阻抗调节方法，其包括：
S51：当所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以内时，控制所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持关断，所述第八电容处于充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于最终输出电压；
S52：当所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以外时，控制所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持导通，所述第八电容处于非充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于零。
较佳地，所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流峰值两侧控制角的预设范围为：[0，π/4]。
较佳地，令所述第一整流电路以及所述第二整流电路的桥前基波电压有效值为：
Figure BDA0002767254470000051
输出电流平均值为
Figure BDA0002767254470000052
桥前电流为：
Figure BDA0002767254470000053
输出电压为：
Figure BDA0002767254470000054
桥前等效电阻为
Figure BDA0002767254470000055
相较于现有技术，本发明具有以下优点：
(1)本发明提供的无线输电两级AC-DC变换电路及其阻抗调节方法，通过两级整流电路，可以连续调节接收级电路接口端的等效阻抗；同时，由于末端电压输出为两级整流电路输出电压的矢量和，因此可有效减小输出电压的纹波；
(2)本发明提供的无线输电两级AC-DC变换电路及其阻抗调节方法，可以优化采用双边LCC拓扑的整个无线输电系统性能，双边LCC拓扑的磁耦合机构在合适等效电阻时可以获得最大的传输效率。电感L1与电容C1串联后，其在系统额定频率下的等效阻抗恰好与电感L3和电容C3串联后在相同频率下的等效阻抗相反，因此两条支路的电流相位相差90度。在二极管D1、D2与MOSFET S1 S2构成的可控单桥和二极管D3、D4与MOSFET S3、S4构成的可控单桥输入端分别产生正弦电流，通过控制MOSFET S1、S2、S3、S4的驱动脉冲规则，可以控制电容C8的充电占比，由此使两级整流电路输入端电压波形改变，进而改变接口端AB之间等效电阻；
(3)本发明提供的无线输电两级AC-DC变换电路及其阻抗调节方法，通过实时计算磁耦合机构最大传输效率时对于的接口端等效电阻，调节可控单桥中第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关的驱动脉冲规则，即控制角α大小，使得在最终负载改变时在接口端获得最佳等效电阻；
(4)本发明提供的无线输电两级AC-DC变换电路及其阻抗调节方法，将相位相差180度的电流波形在负载处进行空间矢量合成，有效减小了输出纹波电压，进一步提升了无线输电系统的整机效率；
(5)本发明提供的无线输电两级AC-DC变换电路及其阻抗调节方法，通过第一功率开关、第二功率开关与第三功率开关、第四功率开关采用SiC半导体，其开关频率等于无线输电系统的工作频率，附加损耗得到控制，可以确保整个无线输电系统效率最大化。
当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
下面结合附图对本发明的实施方式作进一步说明：
图1为本发明一实施例的无线输电两级AC-DC变换电路的电路图；
图2为本发明一实施例的无线输电两级AC-DC变换电路的调节信号图；
图3为本发明一实施例的无线输电两级AC-DC变换电路的等效电路图；
图4为本发明一实施例的无线输电两级AC-DC变换电路的传输功率与等效电阻关系图。
具体实施方式
下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
如图1所示为本发明一实施例的无线输电两级AC-DC变换电路的电路图。
请参考图1，本实施例的无线输电两级AC-DC变换电路包括：补偿电路、第一整流电路以及第二整流电路；其中，
补偿电路包括：耦合线圈W1、第五电容C5、第六电容C6、第七电容C7、第五电感L5以及第六电感L6；
第一整流电路包括：第一电感L1、第二电感L2、第一电容C1、第二电容C2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一功率开关S1以及第二功率开关S2；
第二整流电路包括：第三电感L3、第四电感L4、第三电容C3、第四电容C4、第三二极管D3、第四二极管D4、第三功率开关S3、第四功率开关S4、第八电容C8以及电阻R1；其中，
耦合线圈W1的第一端与第五电容C5的第一端相连，耦合线圈W2的第二端与第七电容C7的第一端相连；
第五电容C5的第二端分别与第五电感L5的第一端以及第六电容C6的第一端相连；
第七电容C7的第二端分别与第六电感L6的第一端以及第六电容C6的第二端相连；
第五电感L5的第二端分别与第一电感L1的第一端以及第三电感L3的第一端相连；
第六电感L6的第二端分别与第二电感L2的第一端以及第四电感L4的第一端相连；
第一电感L1的第二端与第一电容C1的第一端相连，第二电感L2的第二端与第二电容C2的第一端相连；
第一电容C1的第二端分别与第一二极管D1的阳极以及第一功率开关S1的漏极相连；
第二电容C2的第二端分别与第二二极管D2的阳极以及第二功率开关S2的漏极相连；
第三电感L3的第二端与第三电容C3的第一端相连，第四电感L4的第二端与第四电容C4的第一端相连；
第三电容C3的第二端分别与第三二极管D3的阳极以及第三功率开关S3的漏极相连；
第四电容C4的第二端分别与第四二极管D4的阳极以及第四功率开关S4的漏极相连；
第一二极管D1的阴极、第二二极管D2的阴极、第三二极管D3的阴极以及第四二极管D4的阴极相连后分别与第八电容C8的第一端以及电阻R1的第一端相连，形成输出正极；
第一功率开关S1的源极、第二功率开关S2的源极、第三功率开关S3的源极以及第四功率开关S4的源极相连后分别与第八电容C8的第二端以及电阻R1的第二端相连，形成输出负极。
进一步地，当第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以内时，第一功率开关S1、第二功率开关S2、第三功率开关S3以及第四功率开关S4保持关断，第八电容C8处于充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于最终输出电压。
当第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以外时，第一功率开关S1、第二功率开关S2、第三功率开关S3以及第四功率开关S4保持导通，第八电容C8处于非充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于零。
较佳实施例中，如图2所示为其调节信号图，调节功率电路的两级AC-DC变换电路中功率开关的导通角，获得最优导通角。功率电路负责完成功率变换，在接口端获得最优等效电阻，确保磁耦合机构传输效率最大。调节每一级AC-DC变换电路前电压波形，电流为正弦波形，因此可调节接口端的等效电阻，同时也调节了电容C8的充电时间和负载电阻两端电压。α∈[0，π/4]，桥前基波电压有效值为
Figure BDA0002767254470000081
在控制角为α时，输出电流平均值为
Figure BDA0002767254470000082
因此
Figure BDA0002767254470000083
输出电压为
Figure BDA0002767254470000084
桥前等效电阻为
Figure BDA0002767254470000085
如图3所示为本发明实施例一提供的无线输电双边LCC等效电路图，双边LCC谐振网络ICPT系统的传输效率为：
Figure BDA0002767254470000091
求取效率对等效负载偏导，并令偏导为零，即
Figure BDA0002767254470000092
求得当效率最大时，等效负载值为
Figure BDA0002767254470000093
如图4所示为本发明实施例提供的无线输电双边LCC传输效率与等效电阻关系图，以汽车无线输电为例，磁耦合机构距离范围21cm～14cm，耦合系数0.09～0.224，开关频率85kHz，原边自感200μH，副边自感200μH，当耦合电感M＝90μH，Rs＝0.2Ω，Rp＝0.2Ω，Cf2＝57.9nF，可得图4，图中等效电阻Req,opt大约25Ω时，磁耦合机构传输效率最大，达到0.99以上。上述参数变化时，最大效率以及最大效率所对应的等效电阻将发生相应变化。
一实施例中，适合上述无线输电两级AC-DC变换电路的一组优选参数为：
交流电源：耦合线圈W1，200μH，电压1500V，85kHz；
输出电压：额定输出电压400V等级；
输出功率：3.3kW；
开关频率：85kHz；
电容C1～C2：CBB62，100nF；
电容C3～C4：CBB62，47nF；
电容C5：CBB62，270nF；
电容C6：CBB62，146nF；
电容C7：CBB62，270nF；
电容C8：CBB62，2.2μF；
电感L1～L4：54μF；
电感L5～L6：27μF；
二极管D1～D4：SiC，功率二极管，50A@85℃，650V；
功率MOSFET S1～S4：SiC，50A@85℃，650V；
电阻R1：48Ω。
令
Figure BDA0002767254470000101
从中求解可得控制角αopt。当αopt＝0时，Req,opt＝0。当αopt＝π/4时，Req,opt＝(4/π2)R1。可见，在α∈[0,π/4]的取值范围内，等效电阻Req,opt∈(0,4R1/π2)。如果R1较大，很容易满足最优电阻条件。如果R1较小，可以选择α使得等效电阻接近最优电阻条件。
一实施例中，还提供一种无线输电两级AC-DC变换电路的阻抗调节方法，其包括以下流程：
S51：当第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以内时，控制第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持关断，第八电容处于充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于最终输出电压；
S52：当第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以外时，控制第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持导通，第八电容处于非充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于零。
较佳实施例中，第一整流电路以及第二整流电路的输入电流峰值两侧控制角的预设范围为：[0，π/4]。
较佳实施例中，令第一整流电路以及所述第二整流电路的桥前基波电压有效值为：
Figure BDA0002767254470000102
输出电流平均值为：
Figure BDA0002767254470000103
桥前电流为：
Figure BDA0002767254470000104
输出电压为：
Figure BDA0002767254470000105
桥前等效电阻为：
Figure BDA0002767254470000106
较佳实施例中，第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关采用SiC半导体功率开关。
上述实施例提供的无线输电两级AC-DC变换电路及其阻抗调节方法，可以应用于无线输电双边LCC接口端阻抗匹配，具有受控电量对称、调节范围宽、可控整流电路附件耗能少等优点。
此处公开的仅为本发明的优选实施例，本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，并不是对本发明的限定。任何本领域技术人员在说明书范围内所做的修改和变化，均应落在本发明所保护的范围内。

Claims (5)

1.一种无线输电两级AC-DC变换电路，其特征在于，包括：补偿电路、第一整流电路以及第二整流电路；其中，
所述补偿电路包括：耦合线圈、第五电容、第六电容、第七电容、第五电感以及第六电感；
所述第一整流电路包括：第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管、第一功率开关以及第二功率开关；
所述第二整流电路包括：第三电感、第四电感、第三电容、第四电容、第三二极管、第四二极管、第三功率开关、第四功率开关、第八电容以及电阻；其中，
所述耦合线圈的第一端与所述第五电容的第一端相连，所述耦合线圈的第二端与所述第七电容的第一端相连；
所述第五电容的第二端分别与所述第五电感的第一端以及所述第六电容的第一端相连；
所述第七电容的第二端分别与所述第六电感的第一端以及所述第六电容的第二端相连；
所述第五电感的第二端分别与所述第一电感的第一端以及所述第三电感的第一端相连；
所述第六电感的第二端分别与所述第二电感的第一端以及所述第四电感的第一端相连；
所述第一电感的第二端与所述第一电容的第一端相连，所述第二电感的第二端与所述第二电容的第一端相连；
所述第一电容的第二端分别与所述第一二极管的阳极以及所述第一功率开关的漏极相连；
所述第二电容的第二端分别与所述第二二极管的阳极以及所述第二功率开关的漏极相连；
所述第三电感的第二端与所述第三电容的第一端相连，所述第四电感的第二端与所述第四电容的第一端相连；
所述第三电容的第二端分别与所述第三二极管的阳极以及第三功率开关的漏极相连；
所述第四电容的第二端分别与所述第四二极管的阳极以及第四功率开关的漏极相连；
所述第一二极管的阴极、第二二极管的阴极、第三二极管的阴极以及第四二极管的阴极相连后分别与所述第八电容的第一端以及电阻的第一端相连，形成输出正极；
所述第一功率开关的源极、第二功率开关的源极、第三功率开关的源极以及第四功率开关的源极相连后分别与所述第八电容的第二端以及电阻的第二端相连，形成输出负极；
进一步地，当所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以内时，所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持关断，所述第八电容处于充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于最终输出电压；
当所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以外时，所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持导通，所述第八电容处于非充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于零。
2.根据权利要求1所述的无线输电两级AC-DC变换电路，其特征在于，所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的输入电流峰值两侧控制角α的预设范围为：[0，π/4]。
3.根据权利要求2所述的无线输电两级AC-DC变换电路，其特征在于，所述第一整流电路以及所述第二整流电路的桥前基波电压有效值为：
Figure FDA0003295813540000031
输出电流平均值为
Figure FDA0003295813540000032
桥前电流为：
Figure FDA0003295813540000033
输出电压为：
Figure FDA0003295813540000034
桥前等效电阻为
Figure FDA0003295813540000035
4.根据权利要求1至3任一项所述的无线输电两级AC-DC变换电路，其特征在于，所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关为SiC半导体功率开关。
5.一种无线输电两级AC-DC变换电路的阻抗调节方法，其特征在于，其用于如权利要求1至4任一项所述的无线输电两级AC-DC变换电路，其包括：
S51：当所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以内时，控制所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持关断，所述第八电容处于充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于最终输出电压；
S52：当所述第一整流电路以及第二整流电路的输入电流绝对值之和的峰值两侧控制角在预设范围以外时，控制所述第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关保持导通，所述第八电容处于非充电状态，此阶段无线输电两级AC-DC变换电路的桥前电压等于零。
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