CN112217509B - 基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置及方法，通过减少陷波点的数量以及利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化梳状滤波器，使其复杂度降低并且解决存在近似小延迟和采样频率高的问题；以及通过改进型主动降噪技术实现对剩余噪声的二次消除，以这样的方式在保持原本锁频环动态特性的同时减少原本梳状滤波器所需的计算力并且具有出色的锁频结果。本发明可以被广泛应用于三相双二阶广义积分器锁频环中用来准确锁定电网频率。

Description

基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置及方法

技术领域

本发明涉及信号处理领域，特别是涉及一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置及方法。

背景技术

同步技术在现代能源技术和电力应用中对信号的处理、监测、控制非常重要。电网电压相位和频率信息的准确检测是电力电子变换器并网稳定运行的关键。锁相环和锁频环用于检测电网信号的相位和频率，进而实现电网信号的同步，精确且快速地估算出电网电压的相位和频率信息是锁相环和锁频环的目标。

同步旋转坐标系下的锁相环作为最常用的锁相技术可在电网正常工作情况下获得准确的锁相结果，然而，在电网电压畸变时，传统锁相环动态响应慢，锁相误差较大，严重时三相同步锁相环(Synchronous Reference Frame Phase-Locked Loop,SRF-PLL)甚至无法工作。因此，本领域技术人员提出了各种各样的改进型锁相环和锁频环。这些改进方法本质是通过在锁定频率之前使用滤波环节对输入给锁相环或锁频环的信号进行“预处理”，通过给锁相环或锁频环更加“纯净”的信号来得到准确的电网信息。

虽然这些方案对于谐波的抑制能力出色，但这些“预处理”网络的设置，也带来了巨大的运算力需求以及较慢的动态响应问题，而这些问题是阻碍这些方案实施的重要因素。

电网发生暂升、暂降、三相不平衡和谐波污染严重时，受负序分量影响，传统锁相环的相位误差增大，不能满足并网逆变器的控制需求。为提取基波分量，需在传统锁相环之前加装低通滤波器或对结构进行改进，但仍易引起相角偏移、响应速度慢等缺点。

由于近些年在小信号建模和锁频环滤波能力方面取得的进展，使得锁频环在电力系统相关应用方面越来越受欢迎。现在，除了在功率变换器同步信号方面的应用外，锁频环还用于例如频率自适应谐振控制器、电力系统中的孤岛检测、机械振荡估计、估计两个或多个频率未知的正弦信号、检测并分离功率信号中的基波和谐波成分、抑制心电图信号中电源线干扰等等中。

锁频环用于锁定电网电压的频率而不是相位，相位计算在回路外完成。锁频环和锁相环之间的固有差异，使锁频环在电网基波检测中更具优势。锁频环通常需要利用带通滤波器的特性来提取基波成分，并衰减、消除锁频环系统中的其他谐波，因此在锁相环中广泛使用的环路内低通滤波器不在适用于锁频环。

而现有的用于锁频环的预滤波技术只能对特定的频率或者特定的某些频率进行噪声消除，因此，本领域亟需一种统一将所有噪声进行消除的技术方案。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置及方法，解决当前只能对特定的噪声进行消除，而且会带来比较大的计算负担的问题。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置，其特征在于，所述装置包括：简化梳状滤波器电路、双二阶广义积分器锁频环电路和主动降噪电路；

所述简化梳状滤波器电路通过减少陷波点的数量以及利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

所述双二阶广义积分器锁频环电路包括第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器、归一化单元和频率误差信号的运算环节；

所述主动降噪电路包括延时器、自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法；

采集到的电压信号经dq变换后输入至所述简化梳状滤波器，得到梳状滤波信号，再将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，之后输入双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息，再将所述频率信息延时处理得到延时频率信息，再将所述延时频率信息分别输入自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法得到自适应滤波器预测值和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值，从而确定自适应滤波器系数，再将所述延时频率信息输入自适应滤波器，得到最终频率信息。

可选的，所述简化梳状滤波器电路通过调整带阻滤波器的阻带减小陷波点的数量，同时利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

所述简化梳状滤波器在S域的传递函数为

λ₁和λ₂是由梳状滤波器零极点分布的函数进行二次最优平方逼近后得到的参数，是原梳状滤波器多个零极点进行简化后的数值；其中λ₁为阻带中心点，不同的λ₁会导致不同的阻带中心；λ₂为阻尼系数，不同的值会造成不同的阻带深度和过渡带的陡度。

可选的，所述主动降噪电路通过修改误差与滤波器之间的函数关系，使得滤波器系数更能反映误差的变换；

所述主动降噪电路的改进点为：所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法为

其中μ(n)是自适应滤波器系数，误差e(n)是实际观测值x(n)和预测值y(n)之间的偏差,自适应滤波器的系数由e(n)和x(n-d)更新，α是控制μ(n)宽窄形状的常数，β是控制μ(n)范围的常数，n为对应第n次的计算。

一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环方法，所述方法包括：

获取电压信号；

利用简化梳状滤波器对所述电压信号进行滤波，得到梳状滤波信号；所述简化梳状滤波器利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，然后由双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息；

将所述频率信息延时处理得到延时频率信息，并保留延时处理之前所述频率信息的观测值；

将所述延时频率信息分别输入自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法，得到自适应滤波器预测值和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值；

根据所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值和所述自适应滤波器预测值与所述频率信息的观测值之间的误差确定自适应滤波器系数；

利用确定自适应滤波器系数后的自适应滤波器对所述延时频率信息进行滤波，得到最终频率信息。

可选的，所述利用简化梳状滤波器对所述电压信号进行滤波，得到梳状滤波信号之前还包括：

将所述电压信号由abc坐标经进行dq变换后得到dq坐标系下的dq电压信号。

可选的，所述由双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息具体包括：

将转换至αβ坐标系下的信号第一电压信号和第二电压信号分别输入第一二阶广义积分器和第二二阶广义积分器；

将所述第一二阶广义积分器和第二二阶广义积分器的输出连接至归一化单元的输入得到归一化单元的输出值；

将所述第一二阶广义积分器和第二二阶广义积分器的输出连接至频率误差信号计算的输入端进行运算得到频率误差信号；

将所述归一化单元的输出值和所述频率误差信号相乘得出乘积值；

当所述乘积值为0时，输出所述双二阶广义积分器锁频环锁定的频率信息，所述锁定的频率信息与所述电压信号的频率信息相等。

可选的，所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法为

其中μ(n)是自适应滤波器系数，误差e(n)是实际观测值x(n)和预测值y(n)之间的偏差,自适应滤波器的系数由e(n)和x(n-d)更新。

一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环系统，所述系统包括：

电压信号获取单元，用于获取电压信号；

梳状滤波单元，用于利用简化梳状滤波器对所述电压信号进行滤波，得到梳状滤波信号；所述简化梳状滤波器利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

锁频单元，用于将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，然后由双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息；

延时单元，用于将所述频率信息延时处理得到延时频率信息，并保留延时处理之前所述频率信息的观测值；

延时频率信息输入单元，用于将所述延时频率信息分别输入自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法，得到自适应滤波器预测值和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值；

自适应滤波器系数确定单元，用于根据所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值和所述自适应滤波器预测值与所述频率信息的观测值之间的误差确定自适应滤波器系数；

自适应滤波单元，用于利用确定自适应滤波器系数后的自适应滤波器对所述延时频率信息进行滤波，得到最终频率信息。

可选的，还包括dq变换单元，用于将所述电压信号由abc坐标经进行dq变换后得到dq坐标系下的dq电压信号。

可选的，还包括αβ坐标转换单元，用于将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明用一种新的思路简化了梳状滤波器，减少了原本梳状滤波器在实际实现中所存在近似小延迟、实现复杂度高、采样频率高的问题，同时完成了对主要谐波的消除。

本发明针对简化梳状滤波器所导致的滤波效果不足，以及可能存在的意料之外的噪声，增加了主动降噪。相较于之前的梳状滤波器或者其他的用于锁频环的预滤波技术只能对特定的频率或者特定的某些频率进行噪声消除，其不仅只能对特定的噪声进行消除，而且会带来比较大的计算负担。本发明通过针对双二阶广义积分器锁频环得到的频率信息使用主动降噪，统一的将所有噪声进行消除，从而实现了频率的确定。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例一提供的基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置的结构示意图。

符号说明：31为简化梳状滤波器，11为第一二阶广义积分器，12为第二二阶广义积分器，21为自适应滤波器，22为改进型基于sigmoid函数的最小均方算法，1为双二阶广义积分器锁频环，2为主动降噪部分，e_α和e_β为稳态时α轴、β轴上的频率误差信号,ν_α，ν_β为α，β轴的输入信号，e_f为频率误差的信号,ω′为二阶广义积分器的谐振频率，ω₀＝100π，Г为锁频环环路增益；q为90°相位滞后因子，qv′即表示该信号的相位滞后信号v'的角度为90°,ν_α',qν_α'为ν_α通过二阶广义积分器后得到的幅值相等、相位相差90°的正交输出信号，ν_β',qν_β'为ν_β通过二阶广义积分器后得到的幅值相等、相位相差90°的正交输出信号,ν⁺和ν^-分别为电压正、负序分量幅值。k为阻尼系数,

图2为本发明实施例一提供的基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置的双二阶广义积分器锁频环装置中的二阶广义积分器的放大图。

图3为本发明实施例二提供的基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环方法的控制流程图。

图4为本发明实施例二提供的基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环系统的组成示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置及方法解决当前只能对特定的噪声进行消除，而且会带来比较大的计算负担的问题。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

实施例一：

如图1所示，一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置，包括：简化梳状滤波器电路、双二阶广义积分器锁频环电路和主动降噪电路；

所述简化梳状滤波器电路通过减少陷波点的数量以及利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

传统的数字梳状滤波器在Z域中具有以下传递函数：

式中，M是滤波器的阶数，z是在复数平面上定义的一个复变量，通常称为z变换算子。为了使梳状滤波器更有选择性或更接近期望的行为，将极点从原点移向单位圆：

其中参数r为梳状滤波器在陷波频率处的衰减系数，且0≤r<1，Pk是指第k个极点，Zk指第k个零点，极坐标系下(1,0)为k＝1。通过极点位置的改变，获得了在通频带上更为平坦的增益和陷波处更好的衰减。通过在Z域上的传递函数，从而得到了改进后的梳状滤波器在s域的传递函

其中T_w表示梳状滤波器的窗口长度，f_n表示梳状滤波器的陷波频率f_n＝n/T_w(n∈{1,2,...,M})。

为了在选定的陷波频率上提供较大的衰减，同时在通频带上获得平坦的增益而不影响信号的相位，本发明选择r为接近但小于1。基波经dq变换后可成为直流分量，所以梳状滤波器只用于取消一组位于1∠0°线上的零极点对就可完成滤波功能。

下面简要说明简化梳状滤波器的原理：

梳状滤波器与串联的多个陷波滤波器的幅值响应相当。每一个陷波滤波器是一个阻带很小的带阻滤波器(BSF)。通过在主要谐波含量区域扩大阻带，在其他区域减小或者取消阻带，从而通过调整带阻滤波器的阻带减少陷波点的数量，进而实现梳状滤波器的简化。简化梳状滤波器基于这样的思想，同时利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化。

简化后的梳状滤波器在S域的传递函数为

λ₁和λ₂是由梳状滤波器零极点分布的函数进行二次最优平方逼近后得到的参数，是原梳状滤波器多个零极点进行简化后的数值；其中λ₁为阻带中心点，不同的λ₁会导致不同的阻带中心；λ₂为阻尼系数，不同的值会造成不同的阻带深度和过渡带的陡度。

简化梳状滤波器是为了尽可能的保留原本梳状滤波器的滤波能力的同时，尽可能的降低原本梳状滤波器所需要的运算力和硬件需求。

所述双二阶广义积分器锁频环电路包括第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器、归一化单元和频率误差信号的运算环节；

所述第一二阶广义积分器和第二二阶广义积分器的具体结构见附图2；

双二阶广义积分器锁频环根据给定的三相正弦输入信号，可以得到输入三相正弦信号的频率。其锁定频率的基本原理是：首先将abc坐标系下三相正弦输入信号转换至αβ坐标系下得到ν_α，ν_β，然后分别经过二阶广义积分器和归一化单元的运算后，将频率误差信号e_f和归一化单元的数值相乘。当正弦输入信号的频率ω小于双二阶广义积分器锁频环的输出频率时，频率误差信号e_f和归一化单元的数值乘积小于0，当正弦输入信号的频率ω大于双二阶广义积分器锁频环的输出频率时，频率误差信号e_f和归一化单元的数值乘积大于0，当正弦输入信号的频率ω等于双二阶广义积分器锁频环的输出频率时，频率误差信号e_f和归一化单元的数值乘积等于0，双二阶广义积分器锁频环中的积分器根据频率误差信号e_f和归一化单元的数值乘积的变化，逐渐调整锁频环输出频率，最终使得输入频率和双二阶广义积分器锁频环的输出频率相等，实现频率的锁定。

所述主动降噪电路包括延时器、自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法；

经由简化梳状滤波器滤波后的信号的频率信息，引入改进型的主动降噪对得到的频率信号进行处理，

为改进处，即为改进型基于sigmoid函数的最小均方算法(M-SVSLMS)，通过修改误差与滤波器系数之间的函数关系，使得滤波器系数更能反映误差的变换。通过主动降噪电路将所得到的频率信号中的谐波影响消除掉，从而得到准确的电网频率信息。

公式(4)。下面是主动降噪电路的数学表达式(1-4)。

y(n)＝w^T(n)x(n) (1)

e(n)＝x(n)-y(n) (2)

w(n+1)＝w(n)+2μ(n)e(n)x(n) (3)

其中，公式(4)为上述提及到的改进处，主动降噪系统中，动态调整自适应滤波器系数和误差之间的关系从而保证快速性和最佳滤波效果。如何动态调整μ(n)和e(n)之间的关系则是由公式(4)指明的。x(n)是观察到的频率信号，ω(n)为权向量，ω^T(n)为权向量的转置，α是控制(4)形状的常数，其控制(4)的宽窄形状，α越大(4)越宽大，μ(n)在不同误差作用下变化的更缓慢，β是控制(4)范围的常数，即(4)的高低，β越大(4)越高，最大值越大，n为对应第n次的计算，d为延时器的延时常数，μ(n)是自适应滤波器系数，输入频率信号通过延迟器将得到x(n-d)作为自适应滤波器的输入，输出y(n)。y(n)是自适应滤波器从过去的信号预测的当前值,误差e(n)是实际观测值x(n)和预测值y(n)之间的偏差,自适应滤波器的系数由e(n)和x(n-d)更新。通过主动降噪部分的作用，从而得到最终的频率信息。其中μ(n)是自适应滤波器系数，误差e(n)是实际观测值x(n)和预测值y(n)之间的偏差,自适应滤波器的系数由e(n)和x(n-d)更新。

采集到的电压信号经dq变换后输入至所述简化梳状滤波器，得到梳状滤波信号，再将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，之后输入双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息，再将所述频率信息延时处理得到延时频率信息，再将所述延时频率信息分别输入自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法得到自适应滤波器预测值和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值，从而确定自适应滤波器系数，再将所述延时频率信息输入自适应滤波器，得到最终频率信息。

本发明实施例提供的基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置用一种新的思路简化了梳状滤波器，减少了原本梳状滤波器在实际实现中所存在近似小延迟、实现复杂度高、采样频率高的问题，同时完成了对主要谐波的消除。并且针对简化梳状滤波器所导致的滤波效果不足，以及可能存在的意料之外的噪声，增加了主动降噪。相较于之前的梳状滤波器或者其他的用于锁频环的预滤波技术只能对特定的频率或者特定的某些频率进行噪声消除，其不仅只能对特定的噪声进行消除，而且会带来比较大的计算负担。本发明实施例通过针对双二阶广义积分器锁频环得到的频率信息使用主动降噪，统一的将所有噪声进行消除，从而实现了频率的确定。

实施例二：

如图2所示，一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环方法，其特征在于，所述方法包括：

S1、获取电压信号；V_abc为获取到的电压信号。

将所述电压信号由abc坐标经进行dq变换后得到dq坐标系下的dq电压信号。

S2、利用简化梳状滤波器对所述电压信号进行滤波，得到梳状滤波信号，从而提升了基波在信号中的占比成分；所述简化梳状滤波器利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

S3、将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，然后由双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息；

其具体过程为：

将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，得到V_α、V_β，将V_α、V_β分别输入第一二阶广义积分器和第二二阶广义积分器；

分别采集两个二阶广义积分器的输出ν_α',qν_α',ν_β'和qν_β'；

ν_α'减去qν_β'构成ν⁺，ν_β'减去qν_α'构成ν^-，连接至归一化单元的输入，k、ω′、ν⁺和ν^-四个在归一化单元中进行运算得到输出值，归一化单元运算公式为

同时，将采集到的ν_α与ν_α'相加后与qν_α'相乘得到α轴上的频率误差信号e_α，ν_β与ν_β'相加后与qν_β'相乘得到β轴上的频率误差信号e_β，e_α和e_β相加后得到误差频率信号e_f，误差频率信号依次与锁频环的环路增益、归一化单元的输出值相乘后，将得到的值送给积分器，积分器的输出加上ω₀得到的值，得到所述电压信号的频率信息。

S4、将所述频率信息延时处理得到延时频率信息，并保留延时处理之前所述频率信息的观测值；

S5、将所述延时频率信息分别输入自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法，得到自适应滤波器预测值和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值；

S6、根据所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值和所述自适应滤波器预测值与所述频率信息的观测值之间的误差确定自适应滤波器系数；

S7、利用确定自适应滤波器系数后的自适应滤波器对所述延时频率信息进行滤波，得到最终频率信息。通过对梳状滤波器的简化，对基于sigmoid函数的最小均方算法的改进以及加入改进型的主动降噪部分实现对噪声的双次消除，以这样的方式在保持原本锁频环动态特性的同时减少原本梳状滤波器所需的计算力并且具有出色的锁频结果。

针对上述方法，本发明还提供了一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环系统，如图4所示，包括：

电压信号获取单元，用于获取电压信号；

梳状滤波单元，用于利用简化梳状滤波器对所述电压信号进行滤波，得到梳状滤波信号；所述简化梳状滤波器利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

锁频单元，用于将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，然后由双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息；

延时单元，用于将所述频率信息延时处理得到延时频率信息，并保留延时处理之前所述频率信息的观测值；

延时频率信息输入单元，用于将所述延时频率信息分别输入自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法，得到自适应滤波器预测值和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值；

自适应滤波器系数确定单元，用于根据所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值和所述自适应滤波器预测值与所述频率信息的观测值之间的误差确定自适应滤波器系数；

自适应滤波单元，用于利用确定自适应滤波器系数后的自适应滤波器对所述延时频率信息进行滤波，得到最终频率信息。

作为一种可选的实施方式，所述系统还包括dq变换单元，用于将所述电压信号由abc坐标经进行dq变换后得到dq坐标系下的dq电压信号；

还包括αβ坐标转换单元，用于将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下。

本发明实施例提供的一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环方法和系统涉及一种简化梳状滤波器与主动降噪技术被应用于三相双二阶广义积分器锁频环中用来准确锁定电网频率。首先通过简化梳状滤波器对信号噪声的初级滤除，然后再通过改进型主动降噪技术实现对剩余噪声的二次消除，以这样的方式在保持原本锁频环动态特性的同时减少原本梳状滤波器所需的计算力并且具有出色的锁频结果。

相较于之前的梳状滤波器或者其他的用于锁频环的预滤波技术只能对特定的频率或者特定的某些频率进行噪声消除，本发明实施例通过针对双二阶广义积分器锁频环得到的频率信息使用主动降噪，统一的将所有噪声进行消除，从而实现了频率的确定。

本说明书中各个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置，其特征在于，所述装置包括：简化梳状滤波器电路、双二阶广义积分器锁频环电路和主动降噪电路；

所述简化梳状滤波器电路通过减少陷波点的数量以及利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

所述双二阶广义积分器锁频环电路包括第一二阶广义积分器、第二二阶广义积分器、归一化单元和频率误差信号的运算环节；

所述主动降噪电路包括延时器、自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法；

采集到的电压信号经dq变换后输入至所述简化梳状滤波器，得到梳状滤波信号，再将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，之后输入双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息，再将所述频率信息延时处理得到延时频率信息，再将所述延时频率信息分别输入自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法得到自适应滤波器预测值和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值，从而确定自适应滤波器系数，再将所述延时频率信息输入自适应滤波器，得到最终频率信息。

2.根据权利要求1所述的一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置，其特征在于，

所述简化梳状滤波器电路通过调整带阻滤波器的阻带减小陷波点的数量，同时利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

所述简化梳状滤波器在S域的传递函数为

λ₁和λ₂是由梳状滤波器零极点分布的函数进行二次最优平方逼近后得到的参数，是原梳状滤波器多个零极点进行简化后的数值；其中λ₁为阻带中心点，不同的λ₁会导致不同的阻带中心；λ₂为阻尼系数，不同的值会造成不同的阻带深度和过渡带的陡度。

3.根据权利要求1所述的一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环装置，其特征在于，

所述主动降噪电路通过修改误差与滤波器之间的函数关系，使得滤波器系数更能反映误差的变换；

所述主动降噪电路的改进点为：所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法为

其中μ(n)是自适应滤波器系数，输入频率信号通过延迟器将得到x(n-d)作为自适应滤波器的输入，d为延时器的延时常数，误差e(n)是实际观测值x(n)和预测值y(n)之间的偏差,自适应滤波器的系数由e(n)和x(n-d)更新，α是控制μ(n)宽窄形状的常数，β是控制μ(n)范围的常数，n为对应第n次的计算。

4.一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环方法，其特征在于，所述方法包括：

获取电压信号；

利用简化梳状滤波器对所述电压信号进行滤波，得到梳状滤波信号；所述简化梳状滤波器利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，然后由双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息；

将所述频率信息延时处理得到延时频率信息，并保留延时处理之前所述频率信息的观测值；

将所述延时频率信息分别输入自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法，得到自适应滤波器预测值和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值；

根据所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值和所述自适应滤波器预测值与所述频率信息的观测值之间的误差确定自适应滤波器系数；

利用确定自适应滤波器系数后的自适应滤波器对所述延时频率信息进行滤波，得到最终频率信息。

5.根据权利要求4所述的一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环方法，其特征在于，所述利用简化梳状滤波器对所述电压信号进行滤波，得到梳状滤波信号之前还包括：

将所述电压信号由abc坐标经进行dq变换后得到dq坐标系下的dq电压信号。

6.根据权利要求4所述的一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环方法，其特征在于，所述由双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息具体包括：

将转换至αβ坐标系下的信号第一电压信号和第二电压信号分别输入第一二阶广义积分器和第二二阶广义积分器；

将所述第一二阶广义积分器和第二二阶广义积分器的输出连接至归一化单元的输入得到归一化单元的输出值；

将所述第一二阶广义积分器和第二二阶广义积分器的输出连接至频率误差信号计算的输入端进行运算得到频率误差信号；

将所述频率误差信号依次与锁频环环路增益、所述归一化单元的输出值相乘得出乘积值；

将所述乘积值送给积分器；

将所述积分器的输出加上ω₀得到的频率信息与所述电压信号的频率信息相等，其中ω₀＝100π。

7.根据权利要求4所述的一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环方法，其特征在于，所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法为

其中μ(n)是自适应滤波器系数，输入频率信号通过延迟器将得到x(n-d)作为自适应滤波器的输入，d为延时器的延时常数，误差e(n)是实际观测值x(n)和预测值y(n)之间的偏差,自适应滤波器的系数由e(n)和x(n-d)更新，α是控制μ(n)宽窄形状的常数，β是控制μ(n)范围的常数，n为对应第n次的计算。

8.一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环系统，其特征在于，所述系统包括：

电压信号获取单元，用于获取电压信号；

梳状滤波单元，用于利用简化梳状滤波器对所述电压信号进行滤波，得到梳状滤波信号；所述简化梳状滤波器利用梳状滤波器中零极点和陷波点的对应关系，通过s域的二次最优平方逼近来简化；

锁频单元，用于将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下，然后由双二阶广义积分器锁频环进行运算得到所述电压信号的频率信息；

延时单元，用于将所述频率信息延时处理得到延时频率信息，并保留延时处理之前所述频率信息的观测值；

延时频率信息输入单元，用于将所述延时频率信息分别输入自适应滤波器和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法，得到自适应滤波器预测值和改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值；

自适应滤波器系数确定单元，用于根据所述改进型基于sigmoid函数的最小均方算法的输出值和所述自适应滤波器预测值与所述频率信息的观测值之间的误差确定自适应滤波器系数；

自适应滤波单元，用于利用确定自适应滤波器系数后的自适应滤波器对所述延时频率信息进行滤波，得到最终频率信息。

9.根据权利要求8所述的一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环系统，其特征在于，

还包括dq变换单元，用于将所述电压信号由abc坐标经进行dq变换后得到dq坐标系下的dq电压信号。

10.根据权利要求8所述的一种基于简化梳状滤波器的主动降噪锁频环系统，其特征在于，

还包括αβ坐标转换单元，用于将所述梳状滤波信号转换至αβ坐标系下。

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