CN112152489A - 一种高低压直流双输出集成型三相pwm整流变换器及控制方法 - Google Patents

一种高低压直流双输出集成型三相pwm整流变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器，通过三开关管级联同时复用为三相PWM整流变换器的一个桥臂、以及Buck/Boost DC‑DC变换器的开关桥臂，从而实现双向Buck/Boost DC‑DC变换器与三相PWM整流变换器的集成，具备高低压直流双输出的能力；所设计变换器有效减少了开关器件和驱动电路，在不影响电机性能、以及充电性能的同时，减少了功率开关器件，降低了成本和减少开关损耗，同时也能够适合多种直流电源等级的负载应用场合，在电动汽车、新能源发电和微电网系统中具有重要的应用前景。

Description

一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器及控制 方法
技术领域
本发明涉及一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器及控制方法，属于功率变换技术领域。
背景技术
电动汽车充电系统以及新能源发电的储能系统中，通常采用AC-DC整流器与DC-DC变换器级联功率变换器拓扑实现对电池的充电或对负载的供电。该系统通过AC-DC整流器将交流电压进行整流，并通过DC-DC变换器实现直流电压的转换和控制，该拓扑结构中AC-DC整流器和DC-DC变换器从拓扑结构上而言是相互独立的，其中开关器件与驱动电路的重复设置率较高，无形中增大了电路结构的体积与成本。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器，将三相PWM整流变换器与DC-DC变换器的功率拓扑进行集成，能够为各类直流负载和各类电机驱动系统提供双路高低压直流电源，同时有效降低系统的体积和成本。
本发明为了解决上述技术问题采用以下技术方案：本发明设计了一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器，包括第一MOS管S1、第一二极管D1、第二MOS管S2、第二二极管D2、第三MOS管S3、第三二极管D3、第四MOS管S4、第四二极管D4、第五MOS管S5、第五二极管D5、第六MOS管S6、第六二极管D6、第七MOS管S7、第七二极管D7、第一电解电容C1、第二电解电容C2、电感L、电阻RL、电源Ubat、以及三相交流电源中的A相交流电源UA、B相交流电源UB、C相交流电源UC、A相输入电感LA、B相输入电感LB、C相输入电感LC；
其中，第一MOS管S1的源极与第一二极管D1的阳极相对接，第一MOS管S1的漏极与第一二极管D1的阴极相对接，第二MOS管S2的源极与第二二极管D2的阳极相对接，第二MOS管S2的漏极与第二二极管D2的阴极相对接，第三MOS管S3的源极与第三二极管D3的阳极相对接，第三MOS管S3的漏极与第三二极管D3的阴极相对接，第四MOS管S4的源极与第四二极管D4的阳极相对接，第四MOS管S4的漏极与第四二极管D4的阴极相对接，第五MOS管S5的源极与第五二极管D5的阳极相对接，第五MOS管S5的漏极与第五二极管D5的阴极相对接，第六MOS管S6的源极与第六二极管D6的阳极相对接，第六MOS管S6的漏极与第六二极管D6的阴极相对接，第七MOS管S7的源极与第七二极管D7的阳极相对接，第七MOS管S7的漏极与第七二极管D7的阴极相对接；
A相交流电源UA、B相交流电源UB、C相交流电源UC三者的输入端彼此相连，A相交流电源UA的输出端对接A相输入电感LA的正极，B相交流电源UB的输出端对接B相输入电感LB的正极，C相交流电源UC的输出端对接C相输入电感LC的正极；A相输入电感LA的负极分别对接第一MOS管S1的源极、第二MOS管S2的漏极，B相输入电感LB的负极分别对接第三MOS管S3的源极、第四MOS管S4的漏极，C相输入电感LC的负极分别对接第五MOS管S5的源极、第六MOS管S6的漏极；
第六MOS管S6的源极、第七MOS管S7的漏极、电感L的其中一端三者相连，第一MOS管S1的漏极、第三MOS管S3的漏极、第五MOS管S5的漏极、第一电解电容C1的正极、电阻RL的其中一端五者相连，第二MOS管S2的源极、第四MOS管S4的源极、第七MOS管S7的源极、第二电解电容C2的负极、电源Ubat的负极、第一电解电容C1的负极、电阻RL的另一端七者相连，电感L的另一端、第二电解电容C2的正极、电源Ubat的正极三者相对接。
与上述相对应，本发明所要解决的技术问题是提供一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器的控制方法，将三相PWM整流变换器与DC-DC变换器功率拓扑的控制方法进行集成，能够为各类直流负载和各类电机驱动系统提供双路高低压直流电源，同时有效降低系统的体积和成本。
本发明为了解决上述技术问题采用以下技术方案：本发明设计了一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器的控制方法，包括如下步骤：
步骤A.检测A相交流电源UA输出端与B相交流电源UB输出端之间的电压uab、B相交流电源UB输出端与C相交流电源UC输出端之间的电压ubc、A相交流电源UA与A相输入电感LA之间的电流ia、B相交流电源UB与B相输入电感LB之间的电流ib，并进一步获得三相电压uabc、三相电流iabc，然后进入步骤B；
步骤B.将三相电压uabc作为PLL锁相输入，实现对A相交流电源基波电压相位的跟踪，并获得相位角θ，然后进入步骤C；
步骤C.根据相位角θ，针对三相电压uabc进行Clark变换，获得电压ud、uq；同时根据相位角θ，针对三相电流iabc进行Clark变换，获得电流id、iq，然后进入步骤D；
步骤D.由第一电解电容C1的两端获得母线电压udc，并结合参考母线电压
Figure BDA0002696833330000031
进行电压闭环控制，获得id电流闭环的参考电流
Figure BDA0002696833330000032
同时根据作为无功电流分量的电流iq，获得iq电流闭环的参考电流
Figure BDA0002696833330000033
然后进入步骤E；
步骤E.根据id电流闭环的参考电流
Figure BDA0002696833330000034
针对电流id进行电流闭环控制，并结合电压ud进行计算，获得调制电压信号
Figure BDA0002696833330000035
同时，根据iq电流闭环的参考电流
Figure BDA0002696833330000036
针对电流iq进行电流闭环控制，并结合电压uq进行计算，获得调制电压信号
Figure BDA0002696833330000037
然后进入步骤F；
步骤F.针对调制电压信号
Figure BDA0002696833330000038
和调制电压信号
Figure BDA0002696833330000039
进行Park变换，获得调制电压信号
Figure BDA00026968333300000310
和调制电压信号
Figure BDA00026968333300000311
然后进入步骤G；
步骤G.针对调制电压信号
Figure BDA00026968333300000312
和调制电压信号
Figure BDA00026968333300000313
进行SVPWM调制，获得ABC三相开关管驱动信号的调制信号Ta、Tb、Tc，然后进入步骤H；
步骤H.针对ABC三相开关管驱动信号的调制信号Ta、Tb、Tc，结合预设高频三角载波进行PWM控制，获得分别对应第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5的驱动信号S'1、S'2、S'3、S'4、S'5，然后进入步骤I；
步骤I.根据电感L的参考电流
Figure BDA00026968333300000314
针对检测所获经过电感L的电流iL进行电流闭环控制，获得对应第七MOS管S7的驱动信号S'7的调制信号，然后进入步骤J；
步骤J.针对对应第七MOS管S7的驱动信号S'7的调制信号，结合预设高频三角载波进行PWM控制，获得对应第七MOS管S7的驱动信号S'7，然后进入步骤K；
步骤K.针对第五MOS管S5的驱动信号S'5和第七MOS管S7的驱动信号S'7，进行逻辑与非处理，获得对应第六MOS管S6的驱动信号S'6，然后进入步骤L；
步骤L.应用分别对应第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7的驱动信号S'1、S'2、S'3、S'4、S'5、S'6、S'7，分别针对第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7进行控制。
作为本发明的一种优选技术方案：基于所述分别对第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7的控制，所述高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器分别构成两种工作模式如下：
工作模式一为三相电压型PWM整流器工作模式，用于实现对高压负载进行供电，其中，第六MOS管S6、第六二极管D6、第七MOS管S7、第七二极管D7共同组成C相桥臂的下管，同时第五MOS管S5和第五二极管D5组成C相桥臂上管，C相桥臂的上管与下管互补导通，进而构成整流模式下完整的C相桥臂；
工作模式二为Buck/Boost DC-DC变换器工作模式，用于实现对低压负载进行供电，其中，第五MOS管S5、第五二极管D5、第六MOS管S6、第六二极管D6共同组成Buck/BoostDC-DC变换器的上管，同时第七MOS管S7、第七二极管D7组成Buck/Boost DC-DC变换器的下管，Buck/Boost DC-DC变换器的上管与下管互补导通，构成Buck/Boost DC-DC变换器。
作为本发明的一种优选技术方案：所述三相电压型PWM整流器工作模式中，定义第六MOS管S6、第六二极管D6、第七MOS管S7、第七二极管D7共同组成的C相桥臂下管为MOS管S#，则C相具有两种开关状态，其一为第五MOS管S5关断，且MOS管S#导通状态，其二第五MOS管S5导通，且MOS管S#关断状态；其中，当MOS管S#导通，即第六MOS管S6与第七MOS管S7同时导通；当MOS管S#导通关断，即第六MOS管S6与第七MOS管S7中至少存在一根MOS管关断。
作为本发明的一种优选技术方案：所述Buck/Boost DC-DC变换器工作模式中，定义第五MOS管S5、第五二极管D5、第六MOS管S6、第六二极管D6共同组成Buck/Boost DC-DC变换器的上管为MOS管S*，则MOS管S*与第七MOS管S7构成开关状态，其一为MOS管S*导通，且第七MOS管S7关断状态；其二为MOS管S*关断，且第七MOS管S7开通状态；其中，当MOS管S*导通，即第五MOS管S5与第六MOS管S6同时导通；当MOS管S*导通关断，即第五MOS管S5与第六MOS管S6中至少存在一根MOS管关断。
本发明所述一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器及控制方法，采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
本发明所设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器及控制方法，通过三开关管级联同时复用为三相PWM整流变换器的一个桥臂、以及Buck/Boost DC-DC变换器的开关桥臂，从而实现双向Buck/Boost DC-DC变换器与三相PWM整流变换器的集成，具备高低压直流双输出的能力；所设计变换器有效减少了开关器件和驱动电路，在不影响电机性能、以及充电性能的同时，减少了功率开关器件，降低了成本和减少开关损耗，同时也能够适合多种直流电源等级的负载应用场合，在新能源发电和微电网系统中具有重要的应用前景。
附图说明
图1是本发明设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器的示意图；
图2是本发明设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器中整流模式的示意图；
图3是本发明设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器中DC-DC工作模式的示意图；
图4是本发明设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器的基于SVPWM调制的C相调制信号与第七MOS管S7的调制信号比较示意图；
图5是本发明设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器实现对不同电压等级负载供电的控制框图。
具体实施方式
下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
本发明设计了一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器，实际应用当中，如图1所示，具体包括第一MOS管S1、第一二极管D1、第二MOS管S2、第二二极管D2、第三MOS管S3、第三二极管D3、第四MOS管S4、第四二极管D4、第五MOS管S5、第五二极管D5、第六MOS管S6、第六二极管D6、第七MOS管S7、第七二极管D7、第一电解电容C1、第二电解电容C2、电感L、电阻RL、电源Ubat、以及三相交流电源中的A相交流电源UA、B相交流电源UB、C相交流电源UC、A相输入电感LA、B相输入电感LB、C相输入电感LC。
其中，第一MOS管S1的源极与第一二极管D1的阳极相对接，第一MOS管S1的漏极与第一二极管D1的阴极相对接，第二MOS管S2的源极与第二二极管D2的阳极相对接，第二MOS管S2的漏极与第二二极管D2的阴极相对接，第三MOS管S3的源极与第三二极管D3的阳极相对接，第三MOS管S3的漏极与第三二极管D3的阴极相对接，第四MOS管S4的源极与第四二极管D4的阳极相对接，第四MOS管S4的漏极与第四二极管D4的阴极相对接，第五MOS管S5的源极与第五二极管D5的阳极相对接，第五MOS管S5的漏极与第五二极管D5的阴极相对接，第六MOS管S6的源极与第六二极管D6的阳极相对接，第六MOS管S6的漏极与第六二极管D6的阴极相对接，第七MOS管S7的源极与第七二极管D7的阳极相对接，第七MOS管S7的漏极与第七二极管D7的阴极相对接。
A相交流电源UA、B相交流电源UB、C相交流电源UC三者的输入端彼此相连，A相交流电源UA的输出端对接A相输入电感LA的正极，B相交流电源UB的输出端对接B相输入电感LB的正极，C相交流电源UC的输出端对接C相输入电感LC的正极；A相输入电感LA的负极分别对接第一MOS管S1的源极、第二MOS管S2的漏极，B相输入电感LB的负极分别对接第三MOS管S3的源极、第四MOS管S4的漏极，C相输入电感LC的负极分别对接第五MOS管S5的源极、第六MOS管S6的漏极。
第六MOS管S6的源极、第七MOS管S7的漏极、电感L的其中一端三者相连，第一MOS管S1的漏极、第三MOS管S3的漏极、第五MOS管S5的漏极、第一电解电容C1的正极、电阻RL的其中一端五者相连，第二MOS管S2的源极、第四MOS管S4的源极、第七MOS管S7的源极、第二电解电容C2的负极、电源Ubat的负极、第一电解电容C1的负极、电阻RL的另一端七者相连，电感L的另一端、第二电解电容C2的正极、电源Ubat的正极三者相对接。
针对上述所设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器，本发明进一步设计了基于此三相PWM整流变换器的控制方法，如图5所示，具体执行如下步骤A至步骤L。
步骤A.检测A相交流电源UA输出端与B相交流电源UB输出端之间的电压uab、B相交流电源UB输出端与C相交流电源UC输出端之间的电压ubc、A相交流电源UA与A相输入电感LA之间的电流ia、B相交流电源UB与B相输入电感LB之间的电流ib，并进一步根据星型接法的电压电流特性，获得三相电压uabc、三相电流iabc，然后进入步骤B。
步骤B.将三相电压uabc作为PLL锁相输入，实现对A相交流电源基波电压相位的跟踪，并获得相位角θ，然后进入步骤C。
步骤C.根据相位角θ，针对三相电压uabc进行Clark变换，获得电压ud、uq；同时根据相位角θ，针对三相电流iabc进行Clark变换，获得电流id、iq，然后进入步骤D。
步骤D.由第一电解电容C1的两端获得母线电压udc，并结合参考母线电压
Figure BDA0002696833330000071
进行电压闭环控制，获得id电流闭环的参考电流
Figure BDA0002696833330000072
同时根据作为无功电流分量的电流iq，获得iq电流闭环的参考电流
Figure BDA0002696833330000073
然后进入步骤E。
步骤E.根据id电流闭环的参考电流
Figure BDA0002696833330000074
针对电流id进行电流闭环控制，并结合电压ud进行计算，获得调制电压信号
Figure BDA0002696833330000075
同时，根据iq电流闭环的参考电流
Figure BDA0002696833330000076
针对电流iq进行电流闭环控制，并结合电压uq进行计算，获得调制电压信号
Figure BDA0002696833330000077
然后进入步骤F。
步骤F.针对调制电压信号
Figure BDA0002696833330000078
和调制电压信号
Figure BDA0002696833330000079
进行Park变换，获得调制电压信号
Figure BDA00026968333300000710
和调制电压信号
Figure BDA00026968333300000711
然后进入步骤G。
步骤G.针对调制电压信号
Figure BDA00026968333300000712
和调制电压信号
Figure BDA00026968333300000713
进行SVPWM调制，获得ABC三相开关管驱动信号的调制信号Ta、Tb、Tc，然后进入步骤H。
步骤H.针对ABC三相开关管驱动信号的调制信号Ta、Tb、Tc，结合预设高频三角载波进行PWM控制，获得分别对应第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5的驱动信号S'1、S'2、S'3、S'4、S'5，然后进入步骤I。
步骤I.根据电感L的参考电流
Figure BDA0002696833330000081
针对检测所获经过电感L的电流iL进行电流闭环控制，获得对应第七MOS管S7的驱动信号S'7的调制信号，然后进入步骤J。
步骤J.针对对应第七MOS管S7的驱动信号S'7的调制信号，结合预设高频三角载波进行PWM控制，获得对应第七MOS管S7的驱动信号S'7，然后进入步骤K。
步骤K.针对第五MOS管S5的驱动信号S'5和第七MOS管S7的驱动信号S'7，进行逻辑与非处理，获得对应第六MOS管S6的驱动信号S'6，然后进入步骤L。
步骤L.应用分别对应第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7的驱动信号S'1、S'2、S'3、S'4、S'5、S'6、S'7，分别针对第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7进行控制。
基于上述设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器的控制方法，实际应用当中，进一步基于所述分别对第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7的控制，所述高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器分别构成两种工作模式如下。
工作模式一为三相电压型PWM整流器工作模式，用于实现对高压负载进行供电，如图2所示，第六MOS管S6、第六二极管D6、第七MOS管S7、第七二极管D7共同组成C相桥臂的下管，同时第五MOS管S5和第五二极管D5组成C相桥臂上管，C相桥臂的上管与下管互补导通，进而构成整流模式下完整的C相桥臂。
实际应用中，三相电压型PWM整流器工作模式中，定义第六MOS管S6、第六二极管D6、第七MOS管S7、第七二极管D7共同组成的C相桥臂下管为MOS管S#，则C相具有两种开关状态，其一为第五MOS管S5关断，且MOS管S#导通状态，其二第五MOS管S5导通，且MOS管S#关断状态；其中，当MOS管S#导通，即第六MOS管S6与第七MOS管S7同时导通；当MOS管S#导通关断，即第六MOS管S6与第七MOS管S7中至少存在一根MOS管关断。
应用中，当工作于三相电压型PWM整流器工作模式时，可以利用功率变换器输出高直流电压实现对高电压直流负载供电，当低电压直流负载需要供电时，变换器可输出低直流电压实现对低电压直流负载供电。与此同时，本发明设计的变换器与传统的AC/DC整流器与Buck/Boost DC-DC变换器并联结构相比，节省了一根MOS管，降低了集成功率变换器的电路成本，节约了控制器的控制资源。
工作模式二为Buck/Boost DC-DC变换器工作模式，用于实现对低压负载进行供电，如图3所示，第五MOS管S5、第五二极管D5、第六MOS管S6、第六二极管D6共同组成Buck/Boost DC-DC变换器的上管，同时第七MOS管S7、第七二极管D7组成Buck/Boost DC-DC变换器的下管，Buck/Boost DC-DC变换器的上管与下管互补导通，构成Buck/Boost DC-DC变换器。
实际应用中，Buck/Boost DC-DC变换器工作模式中，定义第五MOS管S5、第五二极管D5、第六MOS管S6、第六二极管D6共同组成Buck/Boost DC-DC变换器的上管为MOS管S*，则MOS管S*与第七MOS管S7构成开关状态，其一为MOS管S*导通，且第七MOS管S7关断状态；其二为MOS管S*关断，且第七MOS管S7开通状态；其中，当MOS管S*导通，即第五MOS管S5与第六MOS管S6同时导通；当MOS管S*导通关断，即第五MOS管S5与第六MOS管S6中至少存在一根MOS管关断。
本发明所述高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器，其双输出端的负载可以是电阻负载、双向的储能源如电池和超级电容、级联DC-DC变换器的直流负载系统、以及级联逆变器交流负载系统如基于变频器的交流异步电机、永磁同步电机、无刷直流电机驱动系统等，以及基于不对称半桥功率变换器的开关磁阻电机驱动系统等，也可以是它们的组合。
将本发明所设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器，应用于实际当中，如图4所示，基于SVPWM调制的C相调制信号m5与Buck电流调制信号m7的关系示意图。图中S'5、S'6、S'7分别代表开关管S5、S6、S7的驱动信号。将m7进行翻转变换后可得到驱动信号S'7的调制信号m* 7。调制信号m5与载波进行比较，当m5低于载波时，则S5导通输出为高，否则关断。将调制信号m* 7与载波进行比较，m* 7高于载波时，则S7导通，输出为高，否则关断。驱动信号S'6由驱动信号S'5、S'7逻辑与非后得到。
上述技术方案所设计高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器及控制方法，通过三开关管级联同时复用为三相PWM整流变换器的一个桥臂、以及Buck/Boost DC-DC变换器的开关桥臂，从而实现双向Buck/Boost DC-DC变换器与三相PWM整流变换器的集成，具备高低压直流双输出的能力；所设计变换器有效减少了开关器件和驱动电路，在不影响电机性能、以及充电性能的同时，减少了功率开关器件，降低了成本和减少开关损耗，同时也能够适合多种直流电源等级的负载应用场合，在新能源发电和微电网系统中具有重要的应用前景。
上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。

Claims (5)

1.一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器，其特征在于：包括第一MOS管S1、第一二极管D1、第二MOS管S2、第二二极管D2、第三MOS管S3、第三二极管D3、第四MOS管S4、第四二极管D4、第五MOS管S5、第五二极管D5、第六MOS管S6、第六二极管D6、第七MOS管S7、第七二极管D7、第一电解电容C1、第二电解电容C2、电感L、电阻RL、电源Ubat、以及三相交流电源中的A相交流电源UA、B相交流电源UB、C相交流电源UC、A相输入电感LA、B相输入电感LB、C相输入电感LC；
其中，第一MOS管S1的源极与第一二极管D1的阳极相对接，第一MOS管S1的漏极与第一二极管D1的阴极相对接，第二MOS管S2的源极与第二二极管D2的阳极相对接，第二MOS管S2的漏极与第二二极管D2的阴极相对接，第三MOS管S3的源极与第三二极管D3的阳极相对接，第三MOS管S3的漏极与第三二极管D3的阴极相对接，第四MOS管S4的源极与第四二极管D4的阳极相对接，第四MOS管S4的漏极与第四二极管D4的阴极相对接，第五MOS管S5的源极与第五二极管D5的阳极相对接，第五MOS管S5的漏极与第五二极管D5的阴极相对接，第六MOS管S6的源极与第六二极管D6的阳极相对接，第六MOS管S6的漏极与第六二极管D6的阴极相对接，第七MOS管S7的源极与第七二极管D7的阳极相对接，第七MOS管S7的漏极与第七二极管D7的阴极相对接；
A相交流电源UA、B相交流电源UB、C相交流电源UC三者的输入端彼此相连，A相交流电源UA的输出端对接A相输入电感LA的正极，B相交流电源UB的输出端对接B相输入电感LB的正极，C相交流电源UC的输出端对接C相输入电感LC的正极；A相输入电感LA的负极分别对接第一MOS管S1的源极、第二MOS管S2的漏极，B相输入电感LB的负极分别对接第三MOS管S3的源极、第四MOS管S4的漏极，C相输入电感LC的负极分别对接第五MOS管S5的源极、第六MOS管S6的漏极；
第六MOS管S6的源极、第七MOS管S7的漏极、电感L的其中一端三者相连，第一MOS管S1的漏极、第三MOS管S3的漏极、第五MOS管S5的漏极、第一电解电容C1的正极、电阻RL的其中一端五者相连，第二MOS管S2的源极、第四MOS管S4的源极、第七MOS管S7的源极、第二电解电容C2的负极、电源Ubat的负极、第一电解电容C1的负极、电阻RL的另一端七者相连，电感L的另一端、第二电解电容C2的正极、电源Ubat的正极三者相对接。
2.一种针对权利要求1所述一种高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤A.检测A相交流电源UA输出端与B相交流电源UB输出端之间的电压uab、B相交流电源UB输出端与C相交流电源UC输出端之间的电压ubc、A相交流电源UA与A相输入电感LA之间的电流ia、B相交流电源UB与B相输入电感LB之间的电流ib，并进一步获得三相电压uabc、三相电流iabc，然后进入步骤B；
步骤B.将三相电压uabc作为PLL锁相输入，实现对A相交流电源基波电压相位的跟踪，并获得相位角θ，然后进入步骤C；
步骤C.根据相位角θ，针对三相电压uabc进行Clark变换，获得电压ud、uq；同时根据相位角θ，针对三相电流iabc进行Clark变换，获得电流id、iq，然后进入步骤D；
步骤D.由第一电解电容C1的两端获得母线电压udc，并结合参考母线电压
Figure FDA0002696833320000021
进行电压闭环控制，获得id电流闭环的参考电流
Figure FDA0002696833320000022
同时根据作为无功电流分量的电流iq，获得iq电流闭环的参考电流
Figure FDA0002696833320000023
然后进入步骤E；
步骤E.根据id电流闭环的参考电流
Figure FDA0002696833320000024
针对电流id进行电流闭环控制，并结合电压ud进行计算，获得调制电压信号
Figure FDA0002696833320000025
同时，根据iq电流闭环的参考电流
Figure FDA0002696833320000026
针对电流iq进行电流闭环控制，并结合电压uq进行计算，获得调制电压信号
Figure FDA0002696833320000027
然后进入步骤F；
步骤F.针对调制电压信号
Figure FDA0002696833320000028
和调制电压信号
Figure FDA0002696833320000029
进行Park变换，获得调制电压信号
Figure FDA00026968333200000210
和调制电压信号
Figure FDA00026968333200000211
然后进入步骤G；
步骤G.针对调制电压信号
Figure FDA00026968333200000212
和调制电压信号
Figure FDA00026968333200000213
进行SVPWM调制，获得ABC三相开关管驱动信号的调制信号Ta、Tb、Tc，然后进入步骤H；
步骤H.针对ABC三相开关管驱动信号的调制信号Ta、Tb、Tc，结合预设高频三角载波进行PWM控制，获得分别对应第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5的驱动信号S'1、S'2、S'3、S'4、S'5，然后进入步骤I；
步骤I.根据电感L的参考电流
Figure FDA0002696833320000031
针对检测所获经过电感L的电流iL进行电流闭环控制，获得对应第七MOS管S7的驱动信号S'7的调制信号，然后进入步骤J；
步骤J.针对对应第七MOS管S7的驱动信号S'7的调制信号，结合预设高频三角载波进行进行PWM控制，获得对应第七MOS管S7的驱动信号S'7，然后进入步骤K；
步骤K.针对第五MOS管S5的驱动信号S'5和第七MOS管S7的驱动信号S'7，进行逻辑与非处理，获得对应第六MOS管S6的驱动信号S'6，然后进入步骤L；
步骤L.应用分别对应第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7的驱动信号S'1、S'2、S'3、S'4、S'5、S'6、S'7，分别针对第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7进行控制。
3.根据权利要求2所述一种针对高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器的控制方法，其特征在于：基于所述分别对第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第五MOS管S5、第六MOS管S6、第七MOS管S7的控制，所述高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器分别构成两种工作模式如下：
工作模式一为三相电压型PWM整流器工作模式，用于实现对高压负载进行供电，其中，第六MOS管S6、第六二极管D6、第七MOS管S7、第七二极管D7共同组成C相桥臂的下管，同时第五MOS管S5和第五二极管D5组成C相桥臂上管，C相桥臂的上管与下管互补导通，进而构成整流模式下完整的C相桥臂；
工作模式二为Buck/Boost DC-DC变换器工作模式，用于实现对低压负载进行供电，其中，第五MOS管S5、第五二极管D5、第六MOS管S6、第六二极管D6共同组成Buck/Boost DC-DC变换器的上管，同时第七MOS管S7、第七二极管D7组成Buck/Boost DC-DC变换器的下管，Buck/Boost DC-DC变换器的上管与下管互补导通，构成Buck/Boost DC-DC变换器。
4.根据权利要求3所述一种针对高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器的控制方法，其特征在于：所述三相电压型PWM整流器工作模式中，定义第六MOS管S6、第六二极管D6、第七MOS管S7、第七二极管D7共同组成的C相桥臂下管为MOS管S#，则C相具有两种开关状态，其一为第五MOS管S5关断，且MOS管S#导通状态，其二第五MOS管S5导通，且MOS管S#关断状态；其中，当MOS管S#导通，即第六MOS管S6与第七MOS管S7同时导通；当MOS管S#导通关断，即第六MOS管S6与第七MOS管S7中至少存在一根MOS管关断。
5.根据权利要求3所述一种针对高低压直流双输出集成型三相PWM整流变换器的控制方法，其特征在于：所述Buck/Boost DC-DC变换器工作模式中，定义第五MOS管S5、第五二极管D5、第六MOS管S6、第六二极管D6共同组成Buck/Boost DC-DC变换器的上管为MOS管S*，则MOS管S*与第七MOS管S7构成开关状态，其一为MOS管S*导通，且第七MOS管S7关断状态；其二为MOS管S*关断，且第七MOS管S7开通状态；其中，当MOS管S*导通，即第五MOS管S5与第六MOS管S6同时导通；当MOS管S*导通关断，即第五MOS管S5与第六MOS管S6中至少存在一根MOS管关断。
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