CN112152262A - 一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法和系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法和系统，通过下垂控制电路与虚拟阻抗产生参考电压，通过多个SOGI模块进行交叉反馈将逆变器的输出电流进行处理获得基波电流和谐波电流，利用获得的谐波电流进行谐波补偿，使其作为反馈信号，抵消传统控制中的谐波分量，使得谐波阻抗为零，从而改善波形，提高了电流均分性能。

Description

一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法和系统
技术领域
本发明涉及电力电子系统领域，具体地涉及一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法和系统。
背景技术
近年来，随着电力电子工业的快速发展，风能、太阳能等可再生能源的分布式发电得到广泛的应用。并联逆变器间的电流均分性能成为一个重要问题。
为实现这一目标，传统方法采用下垂控制方法，在传统的下垂控制方法中，通常认为线路阻抗和逆变器阻抗为感性，以使逆变器输出电流分布均匀。带有虚拟阻抗的下垂控制方法可以改进电流的均分性能，但是该方法只考虑基频下的电流均分问题，逆变器在基频处提供正弦参考电压，而在谐波处负载作为电流源，谐波电流的分布与逆变器的总阻抗成反比。这种方案往往导致电流均分不受控，然而，逆变器的阻抗和线路阻抗取决多种因素的影响，导致总阻抗不一定呈感性。
在微电网中，负载电流按每个逆变器的基频输出阻抗分布在并联电压源逆变器之间。在谐波频率下，负载被视为谐波电流源，电流根据每个逆变器输出的谐波阻抗分布在谐波电流路径中。由于线路阻抗不可控，逆变器输出总阻抗难以确定，从而影响电流均分性能。通常采用虚拟阻抗的方法来保证逆变器总阻抗呈感性。因此，在并联逆变器系统中，电流可以均匀分配。但逆变器的阻抗是不可控的。
发明内容
本发明提供了一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法和系统，提高电流的均分性能。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法，包括
步骤1，通过下垂控制电路和控制输出电流对应的虚拟阻抗Z(s)合成产生参考电压vref；
步骤2，通过多个SOGI模块对逆变器的输出电流iο进行交叉反馈获得基波电流和谐波电流；
步骤3，将所述参考电压vref与输出电压v0的负反馈合成后输入到准谐振控制器经过处理后输出谐振处理值；
步骤4，将所述谐振处理数与所述逆变器的滤波电容电流负反馈ic合成后经过内部电流环比增益放大后输出增益方法值；
步骤5，将所述增益方法值与谐波电流补偿值正反馈
Figure BDA0002711491890000023
合成后经过脉宽调制器调制处理输出调制处理值；
步骤6，所述逆变器的直流电压vdc通过所述调制处理值进行调制处理后与所述输出电压v0的负反馈合成后作为电压调制值输出；
步骤7，所述电压调制值经过第一次放大
Figure BDA0002711491890000021
后输出第一次放大值；
步骤8，所述第一次放大值与输出电流的io的负反馈合成后经过第二此放大
Figure BDA0002711491890000022
后输出所述输出电压v0。
其中，所述步骤1，包括：
将输出电流iο通过第一SOGI模块生成正交信号iα和iβ；
将输出电压vο通过第二SOGI模块生成正交信号vα和vβ；
通过iα，iβ，vα，vβ计算有功功率和无功功率；
利用低通滤波器得到瞬时有功功率的平均值和无功功率的平均值；
利用所述瞬时有功功率的平均值和所述无功功率的平均值并结合参考发生模块获得下垂电压vdroop；
控制输出电流io对应的虚拟阻抗Z(s)与所述下垂电压vdroop合成后并输出参考电压vref。
其中，所述步骤2，包括：
将所述逆变器的输出电流iο分别输入到1次谐波SOGI模块、3次谐波SOGI模块、5次谐波SOGI模块、7次谐波SOGI模块；
所述1次谐波SOGI模块的输入端接收所述3次谐波SOGI模块输出的3次谐波电流、所述5次谐波SOGI模块输出的5次谐波电流、所述7次谐波SOGI模块输出的7次谐波电流进行的负反馈使得所述1次谐波SOGI模块输出基波电流；
所述3次谐波SOGI模块的输入端接收所述基波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出3次谐波电流；
所述5次谐波SOGI模块的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出5次谐波电流；
所述7次谐波SOGI模块的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述5次谐波电流进行的负反馈后输出使得7次谐波电流；
所述3次谐波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流分别经过延时模块处理、增益模块处理后合成为谐波电流。
除此之外，本发明实施例还提供了一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统，包括：
参考电压合成模块，用于根据逆变器输出的输出电流iο和输出电压vο采用下垂电路获得和控制iο对应的虚拟阻抗Z(s)合成产生参考电压vref；
谐波电流产生模块，用于通过多个SOGI单元对iο进行交叉反馈获得基波电流和谐波电流；
数字控制模块、功率模块，与所述参考电压合成模块、所述谐波电流产生模块连接，所述数字控制模块将vref与v0的负反馈合成后输入到准谐振控制器经过处理后输出谐振处理值，之后与滤波电容电流负反馈ic合成后经过内部电流环比增益放大输出增益方法值，再与谐波电流补偿值正反馈
Figure BDA0002711491890000031
合成后经过脉宽调制器调制处理输出调制处理值；所述功率模块将直流电压vdc通过所述调制处理值调制处理后与v0的负反馈合成后作为电压调制值输出，并经过第一次放大
Figure BDA0002711491890000032
之后与io的负反馈合成后经过第二此放大
Figure BDA0002711491890000033
输出vο。
其中，还包括与所述参考电压合成模块连接的虚拟阻抗控制模块，用于控制产生所述参考电压vref时的虚拟阻抗Z(s)。
其中，所述谐波电流产生模块包括1次谐波SOGI单元、3次谐波SOGI单元、5次谐波SOGI单元、7次谐波SOGI单元、延时单元、增益单元，所述逆变器的输出电流iο分别输入到所述1次谐波SOGI单元、所述3次谐波SOGI单元、所述5次谐波SOGI单元、所述7次谐波SOGI单元，所述1次谐波SOGI单元的输入端接收所述3次谐波SOGI单元输出的3次谐波电流、所述5次谐波SOGI单元输出的5次谐波电流、所述7次谐波SOGI单元输出的7次谐波电流进行的负反馈使得所述1次谐波SOGI单元输出基波电流；所述3次谐波SOGI单元的输入端接收所述基波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出3次谐波电流；所述5次谐波SOGI单元的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出5次谐波电流；所述7次谐波SOGI单元的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述5次谐波电流进行的负反馈后输出使得7次谐波电流；所述3次谐波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流分别经过延时单元处理、增益单元处理后合成为谐波电流。
本发明实施例提供的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法和系统，与现有技术相比较具有以下有益效果：
所述基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法和系统，通过下垂控制电路与虚拟阻抗产生参考电压，通过多个SOGI模块进行交叉反馈将逆变器的输出电流进行处理获得基波电流和谐波电流，利用获得的谐波电流进行谐波补偿，使其作为反馈信号，抵消传统控制中的谐波分量，使得谐波阻抗为零，从而改善波形，提高了电流均分性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中三台单相并联逆变器的等效图；
图2为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中单逆变器电路图；
图3为申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中采用谐波补偿的带有虚拟阻抗的下垂控制结构框图；
图4为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中采用谐波补偿的单相逆变器控制策略图；
图5为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中的一个实施例中的谐波分离框图；
图6为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中的一个实施例中的步骤流程示意图；
图7为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统中的一个实施例中的结构示意图；
图8为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统中的一个实施例中的线性负载下三台并联逆变器的输出电流和电压波形图；
图9为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统中的一个实施例中的非线性负载下有无谐波补偿技术下的输出电压和电流波形图；
图10为图9图对应的输出电流的三次、五次分量波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1-图10所示，图1为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中三台单相并联逆变器的等效图；图2为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中单逆变器电路图；图3为申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中采用谐波补偿的带有虚拟阻抗的下垂控制结构框图；图4为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中采用谐波补偿的单相逆变器控制策略图；图5为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中的一个实施例中的谐波分离框图；图6为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法中的一个实施例中的步骤流程示意图；图7为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统中的一个实施例中的结构示意图；图8为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统中的一个实施例中的线性负载下三台并联逆变器的输出电流和电压波形图；图9为本申请中的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统中的一个实施例中的非线性负载下有无谐波补偿技术下的输出电压和电流波形图；图10为图9图对应的输出电流的三次、五次分量波形图。
在一种具体实施方式中，本发明提供基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法，包括
步骤1，通过下垂控制电路和控制输出电流对应的虚拟阻抗Z(s)合成产生参考电压vref；
步骤2，通过多个SOGI模块对逆变器的输出电流iο进行交叉反馈获得基波电流和谐波电流；
步骤3，将所述参考电压vref与输出电压v0的负反馈合成后输入到准谐振控制器经过处理后输出谐振处理值；
步骤4，将所述谐振处理数与所述逆变器的滤波电容电流负反馈ic合成后经过内部电流环比增益放大后输出增益方法值；
步骤5，将所述增益方法值与谐波电流补偿值正反馈
Figure BDA0002711491890000061
合成后经过脉宽调制器调制处理输出调制处理值；
步骤6，所述逆变器的直流电压vdc通过所述调制处理值进行调制处理后与所述输出电压v0的负反馈合成后作为电压调制值输出；
步骤7，所述电压调制值经过第一次放大
Figure BDA0002711491890000062
后输出第一次放大值；
步骤8，所述第一次放大值与输出电流的io的负反馈合成后经过第二此放大
Figure BDA0002711491890000063
后输出所述输出电压v0。
所述基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法和系统，通过下垂控制电路与虚拟阻抗产生参考电压，通过多个SOGI模块进行交叉反馈将逆变器的输出电流进行处理获得基波电流和谐波电流，利用获得的谐波电流进行谐波补偿，使其作为反馈信号，抵消传统控制中的谐波分量，使得谐波阻抗为零，从而改善波形，提高了电流均分性能.
本发明中的在通过谐波分离的方式，将输出的基频电流作为反馈信号，获得谐波电流，然后采用谐波电流在对参考电压进行处理的过程中进行谐波补偿，实现抵消谐波分量的目的。
图1为三台逆变器并联结构图。Z1、Z2、Z3为逆变器输出阻抗，ZL1、ZL2、ZL3为线路阻抗，Zload为公共负载。单相逆变器主电路如图2所示，由四个绝缘栅双极晶体管(IGBT)和LC滤波器组成。L和C分别为滤波器电感和电容。r为电感器寄生电阻。逆变器输出电压和电流分别为vο和iο。iL是通过滤波电感的电流，ic是通过滤波电容的电流。
如图3所示输出电流iο通过SOGI模块生成两个正交信号(iα和iβ)，同理，输出电压vο生成两个正交信号(vα和vβ)。通过iα，iβ，vα，vβ计算有功功率和无功功率。利用低通滤波器(LPF)得到瞬时有功功率和无功功率的平均值。利用下垂控制和虚拟阻抗Z(s)产生参考电压vref。
本发明中对于参考电压的获得方式不做限定，在一个实施例中，如图3所示，所述步骤1，包括：
将输出电流iο通过第一SOGI模块生成正交信号iα和iβ；
将输出电压vο通过第二SOGI模块生成正交信号vα和vβ；
通过iα，iβ，vα，vβ计算有功功率和无功功率；
利用低通滤波器得到瞬时有功功率的平均值和无功功率的平均值；
利用所述瞬时有功功率的平均值和所述无功功率的平均值并结合参考发生模块获得下垂电压vdroop；
控制输出电流io对应的虚拟阻抗Z(s)与所述下垂电压vdroop合成后并输出参考电压vref。
本发明对于虚拟阻抗Z(s)的控制方式以及具体控制电路不做限定。
单相逆变器的控制策略如图4所示，由控制器和功率级组成。GPR为准谐振控制器(PR)的传递函数，kc为内部电流环比例增益，ih为谐波电流，谐波电流通过传递函数反馈回系统。图4可得输出电压传递函数：
Figure BDA0002711491890000081
公式(1)可得，当k＝1时，谐波电流ih作为反馈信号，抵消传统控制中的谐波分量的影响，从而使得谐波阻抗为零，从而进一步改善输出电压波形。
在MATLAB/SIMULINK中进行仿真，仿真参数如表1所示，
符号 参数 数值
v<sub>DC</sub> 直流电压 500V
E<sup>*</sup> 额定输出电压 220V
ω<sup>*</sup> 额定频率 2π50rad/s
L 滤波器电感值 1.36mH
r 电感寄生电阻 0.88Ω
C 滤波器电容值 11c
k<sub>p</sub> 电压控制回路的比例增益 0.15
k<sub>pv</sub> PR控制器的谐振增益 2
k<sub>c</sub> 电流控制回路的比例增益 16
ω<sub>c</sub> 滤波器截止频率 2π5rad/s
f<sub>s</sub> 开关频率 25kHz
L<sub>v</sub> 虚拟电感值 4mH
表1逆变器控制参数io*10
仿真运行时间为0.2s。图5为非线性负载下三台并联逆变器的输出电流和电压。非线性负载由二极管整流桥，500μF电容器并联30Ω电阻器组成。图8可得电流波形产生畸变，但电压波形仍然保持正弦。
同时可以看出，三台并联逆变器电流的均分效果。仿真验证该方法保持了虚拟阻抗带来的电流均分性能。另一方面，由于引进谐波补偿策略，使得输出电压波形更加稳定，图9为非线性负载下有无谐波补偿技术下的输出电压和电流波形，仿真运行0.3s，由图9可知，谐波补偿方法可以实现更小的失真，从而使输出电压的THD更低。THD由2.39％下降到1.18％。可以得出负载为非线性时，谐波补偿的效果是明显的。图9(b)输出电流的三次、五次分量如图10所示。
结果表明，三次谐波电流和五次谐波电流是主要谐波，谐波电流对输出电压有显著影响。本文提出了虚拟阻抗与谐波补偿相结合的控制方法。谐波补偿方法保持了电流均分性能。同时，通过谐波分离方法和调节k值，可以很容易地消除谐波阻抗的影响，并在线性和非线性负载下获得满意的电压和电流波形。
需要指出的是，通过上述的仿真实验获得三次谐波电流和五次谐波电流是主要谐波，但是如果在实际需要中，如果对于谐波的质量要求更高，可以选择更高层次的谐波电流。
在本发明的一个实施例中，所述步骤2，包括：
将所述逆变器的输出电流iο分别输入到1次谐波SOGI模块、3次谐波SOGI模块、5次谐波SOGI模块、7次谐波SOGI模块；
所述1次谐波SOGI模块的输入端接收所述3次谐波SOGI模块输出的3次谐波电流、所述5次谐波SOGI模块输出的5次谐波电流、所述7次谐波SOGI模块输出的7次谐波电流进行的负反馈使得所述1次谐波SOGI模块输出基波电流；
所述3次谐波SOGI模块的输入端接收所述基波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出3次谐波电流；
所述5次谐波SOGI模块的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出5次谐波电流；
所述7次谐波SOGI模块的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述5次谐波电流进行的负反馈后输出使得7次谐波电流；
所述3次谐波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流分别经过延时模块处理、增益模块处理后合成为谐波电流。
如果需要更高质量的谐波处理效果，可以采用上述的方式增加对9次谐波电流以及更高次谐波电流的处理，实现预期的谐波电流质量。
谐波分离框图如图4所示。SOGI模块的输出信号通过交叉反馈得到基波电流和谐波电流。得到的高次谐波电流通过延时模块和增益模块传递到系统。
其中，ωm＝100π，ξ＝0.707。补偿项vh为：
Figure BDA0002711491890000101
除此之外，本发明实施例还提供了一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统，包括：
参考电压合成模块40，用于根据逆变器输出的输出电流iο和输出电压vο采用下垂电路获得和控制iο对应的虚拟阻抗Z(s)合成产生参考电压vref；
谐波电流产生模块30，用于通过多个SOGI单元对iο进行交叉反馈获得基波电流和谐波电流；
数字控制模块10、功率模块20，与所述参考电压合成模块40、所述谐波电流产生模块30连接，所述数字控制模块10将vref与v0的负反馈合成后输入到准谐振控制器经过处理后输出谐振处理值，之后与滤波电容电流负反馈ic合成后经过内部电流环比增益放大输出增益方法值，再与谐波电流补偿值正反馈
Figure BDA0002711491890000102
合成后经过脉宽调制器调制处理输出调制处理值；所述功率模块20将直流电压vdc通过所述调制处理值调制处理后与v0的负反馈合成后作为电压调制值输出，并经过第一次放大
Figure BDA0002711491890000103
之后与io的负反馈合成后经过第二此放大
Figure BDA0002711491890000104
输出vο。
由于基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统为上述的基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法对应的系统，因此具有相同的有益效果，本发明对此不作赘述。
本发明中对于控制虚拟阻抗的方式不做限定，可以是根据一定的算法自动生成，也可以按照其他的方式产生，本发明对此不作限定，在一个实施例中，所述基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统还包括与所述参考电压合成模块40连接的虚拟阻抗控制模块，用于控制产生所述参考电压vref时的虚拟阻抗Z(s)。
其中虚拟阻抗控制模块也可以预存一个或者多个函数用于虚拟阻抗的生成，或者是根据预期采用自设计的函数运行虚拟阻抗控制模块中进行虚拟阻抗的控制，本发明对此不作限定。
本发明中主要是将谐波电流可以从同步参考系分离出来，或者使用多个SOGI滤波器，提取的信号交叉反馈到输入端，实现分离谐波电流。本文利用虚拟阻抗和谐波补偿两种控制方法结合来提高电流均分性能。
本发明中对于谐波电流的分离方式不做限定，在一个实施例中，所述谐波电流产生模块30包括1次谐波SOGI单元、3次谐波SOGI单元、5次谐波SOGI单元、7次谐波SOGI单元、延时单元、增益单元，所述逆变器的输出电流iο分别输入到所述1次谐波SOGI单元、所述3次谐波SOGI单元、所述5次谐波SOGI单元、所述7次谐波SOGI单元，所述1次谐波SOGI单元的输入端接收所述3次谐波SOGI单元输出的3次谐波电流、所述5次谐波SOGI单元输出的5次谐波电流、所述7次谐波SOGI单元输出的7次谐波电流进行的负反馈使得所述1次谐波SOGI单元输出基波电流；所述3次谐波SOGI单元的输入端接收所述基波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出3次谐波电流；所述5次谐波SOGI单元的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出5次谐波电流；所述7次谐波SOGI单元的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述5次谐波电流进行的负反馈后输出使得7次谐波电流；所述3次谐波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流分别经过延时单元处理、增益单元处理后合成为谐波电流。
由于在实际的仿真运行中，3次谐波电流、5次谐波电流是最主要的谐波电流，因而最高采用7次谐波电流，可以实现预期的要求精度，如果需要更高质量的谐波处理效果，可以采用上述的方式增加对9次谐波电流以及更高次谐波电流的处理，实现预期的谐波电流质量。
综上所述，本发明实施例提供的所述基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法和系统，通过下垂控制电路与虚拟阻抗产生参考电压，通过多个SOGI模块进行交叉反馈将逆变器的输出电流进行处理获得基波电流和谐波电流，利用获得的谐波电流进行谐波补偿，使其作为反馈信号，抵消传统控制中的谐波分量，使得谐波阻抗为零，从而改善波形，提高了电流均分性能。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (6)

1.一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法，其特征在于，包括
步骤1，通过下垂控制电路和控制输出电流对应的虚拟阻抗Z(s)合成产生参考电压vref；
步骤2，通过多个SOGI模块对逆变器的输出电流iο进行交叉反馈获得基波电流和谐波电流；
步骤3，将所述参考电压vref与输出电压v0的负反馈合成后输入到准谐振控制器经过处理后输出谐振处理值；
步骤4，将所述谐振处理数与所述逆变器的滤波电容电流负反馈ic合成后经过内部电流环比增益放大后输出增益方法值；
步骤5，将所述增益方法值与谐波电流补偿值正反馈
Figure FDA0002711491880000011
合成后经过脉宽调制器调制处理输出调制处理值；
步骤6，所述逆变器的直流电压vdc通过所述调制处理值进行调制处理后与所述输出电压v0的负反馈合成后作为电压调制值输出；
步骤7，所述电压调制值经过第一次放大
Figure FDA0002711491880000012
后输出第一次放大值；
步骤8，所述第一次放大值与输出电流的io的负反馈合成后经过第二此放大
Figure FDA0002711491880000013
后输出所述输出电压v0。
2.如权利要求1所述基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法，其特征在于，所述步骤1，包括：
将输出电流iο通过第一SOGI模块生成正交信号iα和iβ；
将输出电压vο通过第二SOGI模块生成正交信号vα和vβ；
通过iα，iβ，vα，vβ计算有功功率和无功功率；
利用低通滤波器得到瞬时有功功率的平均值和无功功率的平均值；
利用所述瞬时有功功率的平均值和所述无功功率的平均值并结合参考发生模块获得下垂电压vdroop；
控制输出电流io对应的虚拟阻抗Z(s)与所述下垂电压vdroop合成后并输出参考电压vref。
3.如权利要求2所述基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联方法，其特征在于，所述步骤2，包括：
将所述逆变器的输出电流iο分别输入到1次谐波SOGI模块、3次谐波SOGI模块、5次谐波SOGI模块、7次谐波SOGI模块；
所述1次谐波SOGI模块的输入端接收所述3次谐波SOGI模块输出的3次谐波电流、所述5次谐波SOGI模块输出的5次谐波电流、所述7次谐波SOGI模块输出的7次谐波电流进行的负反馈使得所述1次谐波SOGI模块输出基波电流；
所述3次谐波SOGI模块的输入端接收所述基波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出3次谐波电流；
所述5次谐波SOGI模块的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出5次谐波电流；
所述7次谐波SOGI模块的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述5次谐波电流进行的负反馈后输出使得7次谐波电流；
所述3次谐波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流分别经过延时模块处理、增益模块处理后合成为谐波电流。
4.一种基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统，其特征在于，包括：
参考电压合成模块，用于根据逆变器输出的输出电流iο和输出电压vο采用下垂电路获得和控制iο对应的虚拟阻抗Z(s)合成产生参考电压vref；
谐波电流产生模块，用于通过多个SOGI单元对iο进行交叉反馈获得基波电流和谐波电流；
数字控制模块、功率模块，与所述参考电压合成模块、所述谐波电流产生模块连接，所述数字控制模块将vref与v0的负反馈合成后输入到准谐振控制器经过处理后输出谐振处理值，之后与滤波电容电流负反馈ic合成后经过内部电流环比增益放大输出增益方法值，再与谐波电流补偿值正反馈
Figure FDA0002711491880000021
合成后经过脉宽调制器调制处理输出调制处理值；所述功率模块将直流电压vdc通过所述调制处理值调制处理后与v0的负反馈合成后作为电压调制值输出，并经过第一次放大
Figure FDA0002711491880000031
之后与io的负反馈合成后经过第二此放大
Figure FDA0002711491880000032
输出vο。
5.如权利要求4所述基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统，其特征在于，还包括与所述参考电压合成模块连接的虚拟阻抗控制模块，用于控制产生所述参考电压vref时的虚拟阻抗Z(s)。
6.如权利要求5所述基于虚拟阻抗与谐波补偿的多机并联系统，其特征在于，所述谐波电流产生模块包括1次谐波SOGI单元、3次谐波SOGI单元、5次谐波SOGI单元、7次谐波SOGI单元、延时单元、增益单元，所述逆变器的输出电流iο分别输入到所述1次谐波SOGI单元、所述3次谐波SOGI单元、所述5次谐波SOGI单元、所述7次谐波SOGI单元，所述1次谐波SOGI单元的输入端接收所述3次谐波SOGI单元输出的3次谐波电流、所述5次谐波SOGI单元输出的5次谐波电流、所述7次谐波SOGI单元输出的7次谐波电流进行的负反馈使得所述1次谐波SOGI单元输出基波电流；所述3次谐波SOGI单元的输入端接收所述基波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出3次谐波电流；所述5次谐波SOGI单元的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述7次谐波电流基波电流进行的负反馈后输出5次谐波电流；所述7次谐波SOGI单元的输入端接收所述基波电流、所述3次谐波电流、所述5次谐波电流进行的负反馈后输出使得7次谐波电流；所述3次谐波电流、所述5次谐波电流、所述7次谐波电流分别经过延时单元处理、增益单元处理后合成为谐波电流。
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杨勇等: "基于双阶广义积分的单相光伏并网逆变器灵活功率控制", 《电网技术》 *

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