CN112019086A - 行波超声电机优化振动模态的协调控制方法 - Google Patents

行波超声电机优化振动模态的协调控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明一种行波超声电机优化振动模态的协调控制方法，包括第一步，设置H桥驱动电路的初始驱动电压和初始相位；第二步，采集当前振动周期内的行波超声电机的输出电压和输出电流，获取行波超声电机的两相定子振动模态；第三步，计算当前振动周期的行波超声电机的两相定子振动模态的幅值差与相位差；第四步，计算下一个振动周期两个H桥驱动电路的驱动电压占空比；第五步，计算下一个振动周期B相H桥驱动电路的驱动电压相位；第六步，将下一个振动周期的两个H桥驱动电路的驱动电压占空比和控制行波超声电机B相的H桥驱动电路的驱动电压相位作为各自H桥驱动电路的输入。通过协同控制两个H桥驱动电路的驱动电压控制行波超声电机的两相电压。

Description

行波超声电机优化振动模态的协调控制方法
技术领域
本发明涉及电机模态控制技术领域，具体是一种行波超声电机优化振动模态的协调控制方法。
背景技术
行波超声电机(缩写为TWUSM)是一种微型电机，它是利用逆压电效应将定子的微观振动依靠摩擦力转化为转子的宏观转动，具有结构简单，体积小，转矩密度大，响应快速等特点，适用于低速大转矩场合，被广泛运用于医疗、航天、精密仪器仪表等领域。
TWUSM的工作原理是，通过给空间正交的两相压电振子施加两相互差π/2的等幅高频正弦电压激发两相正交的振动模态，进而在定子中合成行波并驱使定子表面质点的椭圆运动，从而对以一定预压力压在定子表面的转子产生驱动摩擦。
然而，由于制作工艺、环境温度、磨损以及电机本体的严重非线性等原因无法实现TWUSM两相定子参数的严格对称，因此对于两相严格等幅正交的激励电压无法产生两相严格等幅正交的振动模态，进而导致TWUSM的输出精度降低，损耗增大。因此，需要一种控制方法对TWUSM两相振动模态进行控制，以改善TWUSM的行波及其驱动特性，进而提高TWUSM的控制性能。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明拟解决的技术问题是，提供一种行波超声电机优化振动模态的协调控制方法。
本发明解决该技术问题所采用的技术方案是：
一种行波超声电机优化振动模态的协调控制方法，其特征在于，该方法的具体步骤是：
第一步，设置H桥驱动电路的初始驱动电压和初始相位差；
第二步，采集当前振动周期内的行波超声电机的输出电压和输出电流，获取当前振动周期内行波超声电机的两相定子振动模态；
第三步，按照公式(3)和公式(4)计算当前振动周期的行波超声电机的两相定子振动模态的幅值差ΔG(i)与相位差
Figure BDA0002644652250000011
ΔG(i)＝GA(i)-GB(i) (3)
Figure BDA0002644652250000012
式中，N为当前振动周期内获取的行波超声电机两相定子转动模态的序列数；GA(i)、idxA(i)分别为当前振动周期内行波超声电机A相定子振动模态的振幅及对应的时间位置；GB(i)、idxB(i)分别为当前振动周期内行波超声电机B相定子振动模态的振幅及对应的时间位置；
第四步，以行波超声电机的两相定子振动模态呈等幅正交为控制目标，根据第三步得到的当前振动周期的行波超声电机的两相定子振动模态的幅值差ΔG(i)以及当前振动周期内两个H桥驱动电路的占空比，按照公式(5)计算下一个振动周期两个H桥驱动电路的驱动电压dA(i+1)、dB(i+1)；
Figure BDA0002644652250000021
其中，dA(i)、dB(i)分别为当前振动周期的两个H桥驱动电路的占空比；kp1、ki1分别为控制占空比的PI迭代学习控制器的比例系数和积分系数；以时间dt为积分变量；
第五步，计算下一个振动周期两个H桥驱动电路的驱动电压相位；
根据第三步得到的当前振动周期的行波超声电机的两相定子振动模态的相位差
Figure BDA0002644652250000025
以行波超声电机A相定子为参考，并根据公式(6)计算下一个振动周期的用于控制行波超声电机B相的H桥驱动电路的驱动电压相位
Figure BDA0002644652250000022
Figure BDA0002644652250000023
其中，“±”表示行波超声电机正反转的相位关系；kp2、ki2分别为控制相位的PI迭代学习控制器的比例系数和积分系数，以时间dt为积分变量；
第六步，将第四步得到的下一个振动周期的两个H桥驱动电路的驱动电压dA(i+1)、dB(i+1)以及第五步得到的下一个振动周期的控制行波超声电机B相的H桥驱动电路的驱动电压相位
Figure BDA0002644652250000024
作为各自H桥驱动电路的输入，驱动行波超声电机转动，并重复执行第二步至第六步操作直到完成控制任务。
上述驱动行波超声电机A、B两相的H桥驱动电路的初始驱动电压均为31.7％；两个H桥驱动电路的初始相位差为π/2，其中A相为0，且滞后B相。
与现有技术相比，本发明的突出的实质性特点和显著进步如下：
1、本发明通过协同控制两个H桥驱动电路的驱动电压，分别控制行波超声电机的两相电压，并将两个H桥驱动电路的驱动电压朝促使行波超声电机的两相定子振动模态幅值相等的方向调节；与控制单向电压相比，本发明控制的变量更多，控制更加灵活，能够应对由于环境温度变化导致行波超声电机的介电损耗电阻、静态电容和机电耦合系数等参数变化，而影响电机振动模态的状况；同时能够克服行波超声电机两相定子参数由于工艺等造成的不对称而导致两相定子振动模态不理想的缺陷，同时也能克服行波超声电机的定子和转子摩擦驱动引起的非线性缺陷。
2、本发明利用迭代学习控制优化H桥驱动电路的驱动电压，即通过当前振动周期内的行波超声电机的两相定子振动模态的幅值差以及当前振动周期的两个H桥驱动电路的占空比计算下一振动周期的两个H桥驱动电路的驱动电压，以当前振动周期的行波超声电机的两相定子振动模态的相位差以及当前振动周期的控制行波超声电机B相的H桥驱动电路的相位计算下一个振动周期的控制行波超声电机B相的H桥驱动电路的驱动电压相位；控制间隔长，更加容易实现，减小行波超声电机的输出转矩的波动，使行波超声电机的输出转矩更加平稳。
3、本发明的两相定子振动模态的幅值差和相位差的计算方式更加简单，使得控制速度更快。
附图说明
图1为本发明的整体流程图；
图2为本发明的PI迭代学习控制器的工作流程图；
图3(a)为采用常规控制方法进行仿真的行波超声电机两相定子振动模态的结果示意图；
图3(b)为采用常规控制方法进行仿真的行波超声电机输出转矩的结果示意图；
图4(a)为采用本申请的协调控制方法进行仿真的行波超声电机两相定子振动模态的结果示意图；
图4(b)为采用本申请的协调控制方法进行仿真的行波超声电机输出转矩的结果示意图；
图5(a)为采用常规控制方法进行实验的行波超声电机输出转矩的结果示意图；
图5(b)为采用本申请的协调控制方法进行实验的行波超声电机输出转矩的结果示意图。
具体实施方式
为了使本发明更加通俗易懂，下文结合具体实施例进一步阐述本发明。
本发明提供了一种行波超声电机优化振动模态的协调控制方法(简称方法，参见图1-5)，该方法用到的设备包括行波超声电机(型号为TRUM-60A)、霍尔电流传感器(型号为HCS-LTS06A)、电压分压采样电阻、高速ADC(模数转换器)、振动模态观测器、FIFO存储器、占空比PI迭代学习控制器、相位PI迭代学习控制器和两个H桥驱动电路；其中，振动模态观测器、FIFO存储器、两个PI型迭代学习控制器均在FPGA(现场可编程门阵列)中实现；两个H桥驱动电路分别控制行波超声电机的两相驱动电压；
该方法的具体步骤是：
第一步，设置两个H桥驱动电路的初始驱动电压和初始相位差；
由于H桥驱动电路的驱动电压大小与占空比成正比，因此通过调节占空比即可调节H桥驱动电路的驱动电压大小；设定两个H桥驱动电路的初始占空比为dA(0)、dB(0)，初始占空比即为H桥驱动电路的初始驱动电压，其取值为H桥驱动电路的方波电压能量利用率最大时对应的占空比31.7％，即dA(0)＝dB(0)＝31.7％；两个H桥驱动电路的初始相位差为π/2，其中A相为0，且滞后B相；
第二步，采集当前振动周期内的行波超声电机的输出电压和输出电流，获取当前振动周期内行波超声电机的两相定子振动模态；
利用FPGA控制高速ADC以4MHz采样频率对霍尔电流传感器和电压分压采样电阻传递的模拟信号进行采样，获取当前振动周期[Ti-1,Ti]内的输出电压u、输出电流i；其中，
i＝[iA,iB]，u＝[uA,uB] (1)
式中，iA、iB分别为行波超声电机A、B相的输出电流；uA、uB分别为行波超声电机A、B相的输出电压；
利用公式(2)构建振动模态观测器，并计算得到行波超声电机的两相定子振动模态w＝[wA,wB]；
Figure BDA0002644652250000031
式中，RdA、CdA分别为行波超声电机A相的介电损耗电阻和静态电容；RdB、CdB分别为行波超声电机B相的介电损耗电阻和静态电容；Θ表示行波超声电机的机电耦合系数；wA、wB分别为行波超声电机A相的定子振动模态和B相的定子振动模态；
Figure BDA0002644652250000041
分别为行波超声电机A相的定子振动模态的速度和B相的定子振动模态的速度；
将当前振动周期[Ti-1,Ti]的行波超声电机的两相定子振动模态w的计算结果保存至FIFO存储器中，保存的序列数N略大于按采样频率采集的一个振动周期内的序列数，保证采集一个完整振动周期的两相定子振动模态；并将FIFO存储器中保存的序列数据的两个最大值GA(i)和GB(i)作为两相定子振动模态的振幅，其对应的时间位置分别为idxA(i)、idxB(i)；
第三步，获取当前振动周期[Ti-1,Ti]的行波超声电机的两相定子振动模态的幅值差ΔG(i)与相位差
Figure BDA0002644652250000042
根据第二步得到两相定子振动模态的振幅GA(i)和GB(i)以及对应的时间位置idxA(i)、idxB(i)，分别按照公式(3)和公式(4)计算当前振动周期[Ti-1,Ti]内行波超声电机的两相定子振动模态的幅值差ΔG(i)与相位差
Figure BDA0002644652250000043
ΔG(i)＝GA(i)-GB(i) (3)
Figure BDA0002644652250000044
第四步，计算下一个振动周期[Ti,Ti+1]的两个H桥驱动电路的驱动电压；
本发明以行波超声电机的两相定子振动模态呈等幅正交为控制目标，根据第三步得到的当前振动周期[Ti-1,Ti]的行波超声电机的两相定子振动模态的幅值差ΔG(i)以及当前振动周期内两个H桥驱动电路的占空比dA(i)和dB(i)，按照公式(5)计算下一个振动周期[Ti,Ti+1]的两个H桥驱动电路的占空比dA(i+1)、dB(i+1)，dA(i+1)、dB(i+1)即为下一个振动周期[Ti,Ti+1]的两个H桥驱动电路的驱动电压；
Figure BDA0002644652250000045
其中，dA(i)、dB(i)分别为当前振动周期[Ti-1,Ti]的两个H桥驱动电路的占空比；kp1、ki1分别为控制H桥驱动电路占空比的PI迭代学习控制器的比例系数和积分系数；以时间dt为积分变量；
第五步，计算下一个振动周期[Ti,Ti+1]的两个H桥驱动电路的驱动电压相位；
根据第三步得到的当前振动周期[Ti-1,Ti]的行波超声电机的两相定子振动模态的相位差
Figure BDA0002644652250000046
Figure BDA0002644652250000047
以行波超声电机A相定子为参考，即
Figure BDA0002644652250000048
并根据公式(6)计算下一个振动周期[Ti,Ti+1]的用于控制行波超声电机B相的H桥驱动电路的驱动电压相位
Figure BDA0002644652250000049
Figure BDA00026446522500000410
其中，“±”表示行波超声电机正反转的相位关系；kp2、ki2分别为控制H桥驱动电路相位的PI迭代学习控制器的比例系数和积分系数，以时间dt为积分变量；
第六步，将第四步得到的下一个振动周期[Ti,Ti+1]的两个H桥驱动电路的驱动电压dA(i+1)、dB(i+1)以及第五步得到的下一个振动周期的控制行波超声电机B相的H桥驱动电路的驱动电压相位
Figure BDA0002644652250000051
作为各自H桥驱动电路的输入，驱动行波超声电机转动，并重复执行第二步至第六步直到完成控制任务，实现H桥驱动电路的迭代学习控制，优化行波超声电机的两相定子振动模态。
为了验证本方法的有效性，分别采用本申请的协调控制方法(通过两相定子振动模态的幅值差，设计PI迭代学习控制器，协同调节两个H桥驱动电路的电压)和常规控制方法(两个H桥驱动电路的驱动电压始终保持恒定)对行波超声电机进行仿真；
图3(a)和图3(b)分别为采用常规控制方法进行仿真得到的行波超声电机的两相定子振动模态以及行波超声电机的输出转矩；设置行波超声电机的负载为0，两个H桥驱动电路的初始占空比均为31.7％，两个H桥驱动电路的初始相位差为π/2，其中A相为0，且滞后B相；两个H桥驱动电路的驱动电压均为70V，H桥驱动电路输出电压的频率为42kHz，这些参数作为恒定输入，驱动行波超声电机运行至稳态；
仿真结果表明，行波超声电机A相定子振动模态和B相定子振动模态的幅值分别为1.11μm和1.41μm，两相定子振动模态的幅值明显不等，且行波超声电机转矩的脉冲范围为(-0.4Nm,0.2Nm)，脉冲波动范围较大，降低了行波超声电机的输出精度。
图4(a)和图4(b)分别为采用本申请的协调控制方法进行仿真得到对的行波超声电机的两相定子振动模态以及行波超声电机的输出转矩；设置行波超声电机的负载为0，两个H桥驱动电路的初始占空比均为31.7％，两个H桥驱动电路的初始相位差为π/2，其中A相为0，且滞后B相；H桥驱动电路输出电压的频率为42kHz；依据本申请的协调控制方法设计PI迭代学习控制器，控制行波超声电机运行至稳态；
仿真结果表明，行波超声电机的两相定子振动模态的幅值分别为1.21μm和1.21μm，幅值相等，行波超声电机输出转矩的脉动范围为(-0.05Nm,0.04Nm)，与常规控制方法的结果相比，行波超声电机输出转矩的脉冲波动范围明显降低，输出转矩更加平稳。
图5(a)和图5(b)分别为采用常规控制方法和本申请的协调控制方法对行波超声电机进行实验，行波超声电机的输出转矩图；从对比结果可知，采用恒定电压驱动(常规控制方法)下的输出转矩的脉冲波动范围明显高于本申请的脉冲波动范围，本申请的输出转矩的脉动更加平稳。
综上所述，无论是仿真还是实验都说明本申请的协调控制方法能够实现将行波超声电机的两相定子振动模态朝幅值相等的方向调节，使得行波超声电机的输出转矩更加平稳。
本发明未述及之处适用于现有技术。

Claims (2)

1.一种行波超声电机优化振动模态的协调控制方法，其特征在于，该方法的具体步骤是：
第一步，设置H桥驱动电路的初始驱动电压和初始相位差；
第二步，采集当前振动周期内的行波超声电机的输出电压和输出电流，获取当前振动周期内行波超声电机的两相定子振动模态；
第三步，按照公式(3)和公式(4)计算当前振动周期的行波超声电机的两相定子振动模态的幅值差ΔG(i)与相位差
Figure FDA0002644652240000011
ΔG(i)＝GA(i)-GB(i) (3)
Figure FDA0002644652240000012
式中，N为当前振动周期内获取的行波超声电机两相定子转动模态的序列数；GA(i)、idxA(i)分别为当前振动周期内行波超声电机A相定子振动模态的振幅及对应的时间位置；GB(i)、idxB(i)分别为当前振动周期内行波超声电机B相定子振动模态的振幅及对应的时间位置；
第四步，以行波超声电机的两相定子振动模态呈等幅正交为控制目标，根据第三步得到的当前振动周期的行波超声电机的两相定子振动模态的幅值差ΔG(i)以及当前振动周期内两个H桥驱动电路的占空比，按照公式(5)计算下一个振动周期两个H桥驱动电路的驱动电压dA(i+1)、dB(i+1)；
Figure FDA0002644652240000013
其中，dA(i)、dB(i)分别为当前振动周期的两个H桥驱动电路的占空比；kp1、ki1分别为控制占空比的PI迭代学习控制器的比例系数和积分系数；以时间dt为积分变量；
第五步，计算下一个振动周期两个H桥驱动电路的驱动电压相位；
根据第三步得到的当前振动周期的行波超声电机的两相定子振动模态的相位差
Figure FDA0002644652240000014
以行波超声电机A相定子为参考，并根据公式(6)计算下一个振动周期的用于控制行波超声电机B相的H桥驱动电路的驱动电压相位
Figure FDA0002644652240000015
Figure FDA0002644652240000016
其中，“±”表示行波超声电机正反转的相位关系；kp2、ki2分别为控制相位的PI迭代学习控制器的比例系数和积分系数，以时间dt为积分变量；
第六步，将第四步得到的下一个振动周期的两个H桥驱动电路的驱动电压dA(i+1)、dB(i+1)以及第五步得到的下一个振动周期的控制行波超声电机B相的H桥驱动电路的驱动电压相位
Figure FDA0002644652240000017
作为各自H桥驱动电路的输入，驱动行波超声电机转动，并重复执行第二步至第六步操作直到完成控制任务。
2.根据权利要求1所述的行波超声电机优化振动模态的协调控制方法，其特征在于，驱动行波超声电机A、B两相的H桥驱动电路的初始驱动电压均为31.7％；两个H桥驱动电路的初始相位差为π/2，其中A相为0，且滞后B相。
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