CN112019054A - 光耦电流传输比补偿 - Google Patents

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Abstract

公开了一种具有次级侧控制器的反激式转换器，该次级侧控制器通过利用控制电压驱动可变电阻器来生成用于光耦二极管的输入电流。次级侧控制器改变可变电阻器的可变电阻，以补偿光耦的电流传输比增益变化。

Description

光耦电流传输比补偿
相关申请的交叉引用
本专利申请要求2019年5月31日提交的标题为“光耦电流传输比补偿”的第16/428,771号美国临时申请的权益和优先权，该临时申请的全部内容通过引用合并于此。
技术领域
本申请涉及开关功率转换器，并且更具体地，涉及具有光耦电流传输比补偿的开关功率转换器。
背景技术
在具有基于光耦的反馈的反激式转换器中，次级侧感测和补偿电路基于测得的输出电压与输出电压的期望值之间的任何误差来生成控制信号。控制信号被转换为光耦的二极管电流(Id)。基于电流传输比，光耦产生集电极电流(Ic)。初级侧控制器基于集电极电流来调制初级侧功率开关的切换。
但即使对于相同型号的光耦，由其电流传输比(CTR)决定的光耦的增益也不随温度而恒定，并且各部分之间也不同。根据二极管电流幅值，光耦的电流传输比(Ic/Id)确定集电极电流的幅值。初级侧控制器利用集电极电流Ic来调制功率开关。
然而，由于CTR的变化，二极管电流Id的给定值产生集电极电流Ic的一系列值。CTR的变化改变反激式转换器的环路增益和分辨率。另外，由于CTR的变化，用于形成控制信号的数模转换器可能无法覆盖集电极电流所需的工作范围。
发明内容
提供了一种反激式转换器，其包括初级侧控制器，该初级侧控制器被配置为响应于来自光耦的集电极电流来控制功率开关晶体管的循环。反激式转换器还包括次级侧控制器，该次级侧控制器包括与光耦的二极管串联的可变电阻器，其中，次级侧控制器被配置为改变可变电阻器的可变电阻，以补偿光耦的电流传输比增益变化。
通过考虑以下的详细描述，可以更好地理解这些有利特征。
附图说明
图1示出了根据本公开的一方面的具有光耦电流传输比补偿的示例性反激式转换器。
图2是根据本公开的一方面的具有光耦电流传输比补偿的次级侧控制器的多个部分的电路图。
图3是对于图2的次级侧控制器中可变电阻Ropto的两个不同值的根据DAC输入的集电极电流的曲线图。
图4是在具有本文公开的示例性实施例的CTR补偿的情况下和没有本文公开的示例性实施例的CTR补偿的情况下，根据CTR变化的环路增益变化的曲线图。
通过参考下面的详细描述，可以最好地理解本公开的实施例及其优点。应当理解，相似的附图标记用于标识一个或多个附图中示出的相似的元件。
具体实施方式
本文公开的光耦电流传输比补偿适用于利用光耦通过变压器提供的电流隔离传输模拟控制信号的任何隔离式开关功率转换器。以下讨论将假定隔离式开关功率转换器是反激式转换器，但应当理解，可以利用其他类型的隔离式开关功率转换器。类似地，以下讨论将假定通过光耦的传输是从变压器的次级侧到初级侧的，但在替代实施例中，该通信方向可以相反。
图1中示出了具有光耦电流传输比补偿的示例性反激式转换器100。初级侧控制器105响应于从光耦110接收到的控制信号(例如，接收到的控制信号电压)，控制功率开关晶体管S1的循环。功率开关晶体管S1耦合在接地和变压器T1的初级绕组之间。在每个循环中，当功率开关晶体管S1导通时，诸如来自交流电源电压的整流的输入电压Vin将初级电流驱动到初级绕组中。当初级电流流动时，变压器T1的次级侧的输出二极管D1被反向偏置，以防止输出电流在变压器T1的次级绕组中流动。在变压器T1中存储了足够量的磁能之后，初级侧控制器105关闭功率开关晶体管S1。然后，输出二极管D1变为正向偏置，以允许次级电流流动。在替代实施例中，输出二极管D1由同步整流开关晶体管代替。输出电容器C2使所得的输出电压Vout平滑。
次级侧控制器115将输出电压与基准电压进行比较以生成控制信号。可以使用模拟或数字控制电路来执行控制信号的生成。例如，在数字实施方式中，输出电压由次级侧控制器115内的模数转换器(ADC)数字化。将所得的数字化输出电压与数字基准进行比较，以形成数字误差信号，该数字误差信号经数字滤波器滤波(补偿)以产生数字控制信号。在模拟实施方式中，次级侧控制器115可以包括误差放大器，该误差放大器将输出电压与诸如由带隙基准生成的基准电压进行比较。模拟环路滤波器对误差放大器产生的误差电压进行滤波，以形成模拟控制信号。
不管控制信号是模拟信号还是数字信号，控制信号通常会是正或负的带符号信号，这取决于输出电压是高于还是低于其期望值。光耦110无法传输负电流，因此次级侧控制器115被配置为将控制信号与偏置相加，以产生无符号的偏置控制信号电压。基于偏置控制信号电压，次级侧控制器115驱动光耦110中的二极管电流Id。特别地，次级侧控制器115包括可变电阻器(在下文进一步讨论)。为了生成二极管电流，次级侧控制器通过偏置控制信号电压来驱动可变电阻，使得二极管电流Id通过可变电阻器的电阻与偏置控制信号电压成反比。在下面的讨论中，该可变电阻被表示为“Ropto”。因此，二极管电流Id与偏置控制信号电压和可变电阻Ropto的比率成正比。根据电流传输比，二极管电流Id使相应的集电极电流Ic在光耦110中流动。集电极电流Ic产生接收到的控制电压信号，初级侧控制器105利用该控制电压信号来调节功率开关晶体管S1的切换。例如，在脉宽调制操作模式期间，初级侧控制器105通过确定初级绕组电流的峰值来调节功率开关晶体管S1的导通时间，该初级绕组电流也流过功率开关晶体管S1以在感测电阻器Rsense两端产生感测电压。因此，初级侧控制器105可以通过确定峰值电压V_ipk并在初级绕组电流使感测电阻器电压等于峰值电压时关断功率开关晶体管S1，来控制功率开关晶体管S1的脉宽调制。
在正常操作期间，次级侧控制器115中的反馈控制用于调节输出电压。然而，该调节必须在电流传输比的整个变化范围内都被满足。如前所述，光耦110的温度变化以及各部分之间的变化可能会产生电流传输率(CTR)的大幅变化，例如从其最小预期值到其最大预期值的十倍(10X)增加。这样大范围的CTR增益限制了反激式转换器100的反馈控制的动态范围。如将在本文中进一步说明的，次级侧控制器115包括电流传输比补偿电路，该电路改变可变电阻(Ropto)的电阻以降低CTR增益变化对接收到的控制电压信号的影响。因此，反激式转换器100有利地具有增加的动态范围和响应速度。
尽管可以将次级侧控制器115的模拟实施方式与本文所公开的CTR补偿结合使用，但应当注意，所得的模拟环路滤波器通常将需要多个电阻器和电容器来实现必要的反馈环路极点和零点。这些部件将在形成次级侧控制器115的剩余部分的集成电路的外部，并且因此增加了制造成本和复杂性。因此，下面的讨论将针对次级侧控制器115的数字实施方式而不失一般性。在数字实施方式中，数字控制信号与偏置相加以形成偏置数字控制信号，该偏置数字控制信号被转换为偏置控制电压。
通常，光耦110的集电极电流幅值表示对反激式转换器的功率需求。例如，当负载需要更多功率时，脉冲频率(在脉冲频率调制的情况下)或脉冲宽度(用于脉宽调制)增加。输出功率的这一增加需要集电极电流水平的增加。相反，当功率需求降低时，集电极电流的幅值相应地减小。然而，集电极电流与上述二极管电流Id和CTR的乘积成正比。由于二极管电流Id与偏置控制信号电压/Ropto成正比，因此接收到的控制信号与偏置控制信号电压乘以CTR并除以Ropto成正比。在集电极电流保持恒定的情况下，即使功率需求没有变化，CTR的增加(例如由于温度变化)也会使偏置控制信号电压降低。相反，CTR的减小将倾向于增加偏置控制信号电压。
因此，次级侧控制器115使用偏置数字控制信号作为代理来测量CTR变化。为了降低噪声并使所产生的反馈环路变化平滑，次级侧控制器115可以响应于偏置数字控制信号的时间平均形式。如果该偏置数字控制信号电压的时间平均形式超过上限阈值电平(在此被表示为Vhl)，则次级侧控制器115减小可变电阻Ropto。该减小补偿了CTR的减小，如偏置数字控制信号的电平增加所指示的。相反，如果偏置数字控制信号的时间平均形式降低到低于下限阈值(在此表示为Vll)，则次级侧控制器115增加可变电阻Ropto。该增加补偿了CTR的增加，如偏置数字控制信号的降低电平所指示的。
为了控制CTR的补偿，次级侧控制器115包括CTR补偿电路。图2中示出了示例性CTR补偿电路200。CTR补偿电路200还用作光耦110的光耦驱动器。感测和补偿电路240被配置为将数字化的输出电压Vout与基准值进行比较以形成误差信号，该误差信号被补偿以产生数字控制信号Vcom，如在次级控制器领域中常见的。加法器225将数字控制信号Vcom与偏置相加，以形成偏置数字控制信号Vdig。DAC 220使偏置数字控制信号Vdig数字化，以形成在驱动NMOS晶体管M1的栅极的差分放大器215的非反相输入端处接收的偏置控制信号电压。为简便起见，在以下讨论中将偏置控制信号电压称为控制信号电压。晶体管M1的源极连接到差分放大器215的反相输入端。因此，差分放大器215用于驱动晶体管M1的栅极，使得其源极电压等于控制信号电压。晶体管M1的源极通过具有可变电阻Ropto的可变电阻器205接地。由于控制信号电压是在晶体管M1的源极复制的，因此该电压除以可变电阻Ropto确定了晶体管M1传导的漏极电流。继而，由于晶体管M1的漏极与光耦110中的二极管串联，二极管电流Id等于控制信号电压除以可变电阻Ropto。该二极管电流Id乘以CTR增益等于光耦110的集电极电流Ic。如前所述，集电极电流Ic是反激式转换器的输出功率负载的代表，因此它对于固定负载应保持恒定。在集电极电流Ic保持恒定的情况下，信号控制电压将与CTR增益成反比。
为了补偿CTR变化，CTR补偿电路200接收诸如由滤波器230形成的偏置数字控制信号Vdig的移动时间平均形式，使得补偿逻辑电路210能够将偏置数字控制信号Vdig_filt的时间平均形式与高阈值和低阈值进行比较。图3中示出了时间平均信号Vdig_filt的示例性高阈值Vhl和低阈值Vll。在该图中，假定时间平均信号Vdig_filt与用作向DAC 220的输入的偏置数字控制信号Vdig相同。假设时间平均信号Vdig_filt等于或大于高阈值Vhl。应注意，DAC 220具有有限的动态范围。偏置数字控制信号Vdig因此必须在该动态范围内，该动态范围从下限延伸到上限。为了将偏置数字控制信号Vdig保持在该动态范围内，可以将高阈值Vhl设置为略低于DAC动态范围的上限的某个值。类似地，可以将低阈值V11设置为略高于DAC动态范围的下限的某个值。
假设补偿逻辑电路210已经检测到时间平均信号Vdig_filt等于或大于高阈值Vhl。如果可变电阻Ropto不在其下限，则CTR补偿逻辑电路可以减小可变电阻Ropto。在CTR补偿电路200中，可变电阻器205由可选电阻器和默认(通常是选择的)电阻器这两级的乘方形成。两级的乘方针对任意电阻R来定义。默认电阻器的电阻为16R。还有16R的可选电阻器、8R的可选电阻器、4R的可选电阻器和2R的可选电阻器。通过补偿逻辑电路210控制的相应开关来选择每个可选电阻器。当选择时，每个可选电阻器与默认电阻器并联组合。然而，应当意识到，在替代实施例中，可变电阻器205的实际实施方式可以改变。例如，在替代实施例中，可变电阻可以等步长地增加或减小。
通过改变可变电阻器205中的开关的接通和断开状态，补偿逻辑电路210可以改变所得的可变电阻Ropto。例如，如果所有开关都断开，则可变电阻Ropto等于16R。如果仅闭合用于可选电阻器16R的开关，则可变电阻减小2到8R。该两级的乘方能够通过适当选择开关来延续。在所有开关闭合以选择所有可变电阻的情况下，产生最小可变电阻。再次参考图3，由于时间平均信号Vdig_filt等于或大于高阈值Vhl并且可变电阻能够减小，补偿逻辑电路210控制开关，使得可变电阻Ropto有效地从Ropto_A的电阻减小一半到Ropto_B的电阻。在这些电阻中的每一个处，偏置数字控制信号Vdig和光耦集电极电流Ic之间都具有相应的比例。由于该比例对于可变电阻Ropto是反比，电阻Ropto_B处的比例斜率比电阻Ropto_A处的比例斜率陡。可变电阻Ropto从Ropto_A到Ropto_B的这一减小由此导致偏置数字控制信号Vdig下降到值Vnew。然而，由于电阻Ropt_B的斜率增加，由于偏置数字控制信号Vdig的这一减小产生的所得集电极电流Ic相比于其在上限阈值Vhl处的值保持不变。
当时间平均信号Vdig_filt等于下降到低于低阈值Vll并且可变电阻Ropto不在其上限时，则可变电阻Ropto增加到其下一电平。在两级的乘方中，下一电平将是其前次值的大约两倍高。但在替代实施例中，可变电阻Ropto的上升和下降的级数可以改变。
再次参考图2，补偿逻辑电路210可以在启动时响应温度测量结果以设置可变电阻Ropto的初始默认起始值。随后，补偿逻辑电路210可以在改变可变电阻Ropto之前等待，直到偏置数字控制信号Vdig已经超过起始阈值。在可变电阻Ropto发生变化的数字控制信号Vcom的采样期间，反激式转换器的环路增益突然发生变化。因此，在该采样期间数字控制信号Vcom不是以其正常方式获得的。换句话说，次级侧控制器115不像在正常操作期间那样使用其感测和补偿电路240来计算控制信号Vcom的电流采样。
通过控制信号Vcom的前次采样来计算环路增益突然发生变化的采样时段期间控制信号Vcom的当前采样。目的是改变当前采样，使得即使环路增益发生变化，前次采样和当前采样也会产生相同值的二极管电流Id。例如，如果可变电阻Ropto增加了两倍，则当前采样等于前次采样的两倍加第一偏置。相反，如果可变电阻Ropto减小了两倍，则当前采样等于前次采样的一半减第二偏置。应注意，DAC 220引入一偏置，其中该偏置为其最小输入(其动态范围的起始)产生一定的输出电压。第一偏置和第二偏置的计算考虑了该DAC偏置以及在加法器225处相加的偏置，使得即使环路增益改变，二极管电流Id也保持不变。在对控制信号Vcom的当前采样进行该计算之后，次级侧控制器115使用感测和补偿电路240以正常方式计算控制信号Vom的后续采样。
应注意，可变电阻Ropto的变化不仅补偿了CTR变化，而且有效地扩展了DAC 220的动态范围。图4中示出了由CTR/Ropto之比表示的对环路增益的CTR变化的所得补偿的示例性实施例。CTR从0.1的初始值变化到1.2，其表示超过10倍的变化。这一数量级的变化代表了温度变化和各部分之间的变化的组合CTR变化。斜率400表示等于2R的任意值的电阻Ropto的固定值的第一常规环路增益变化(无CTR补偿)。该固定Ropto电阻的环路增益变化范围为0.05到0.5，其为十倍变化。类似地，斜率405表示等于4R的电阻Ropto的固定值的第二常规环路增益变化。该固定Ropto电阻的环路增益变化的变化范围为大约0.025到0.3，其同样是大约十倍的变化。
变化的斜率410表示当可变电阻器205的可变电阻Ropto从其最小值连续增加到其最大值时，来自本文讨论的CTR补偿的环路增益变化。另一变化的斜率415表示当可变电阻器205的可变电阻Ropto从其最大值连续减小到其最小值时，来自CTR补偿的环路增益变化。在这两种情况下，环路增益变化均减小至2.5X变化，其与常规的10倍变化相比具有显著的改善。
如本领域技术人员现在将理解的并且取决于手头的特定应用，在不脱离本公开的精神和范围的情况下，能够对本公开的设备的材料、装置、配置和使用方法进行多种修改、替换和变型。鉴于此，由于本文示出和描述的特定实施例的范围仅是通过其一些示例的方式，因此本公开的范围不应限于本文示出和描述的特定实施例的范围，而是应与下面所附权利要求书及其等同布局的范围完全相称。

Claims (20)

1.一种用于具有初级侧和次级侧的隔离式开关功率转换器的光耦电流传输比(CTR)补偿电路，所述光耦电流传输比补偿电路包括：
加法器，所述加法器被配置为将用于所述隔离式开关功率转换器的数字控制信号与偏置相加，以形成偏置数字控制信号；
数模转换器(DAC)，所述数模转换器被配置为将所述偏置数字控制信号转换为偏置控制信号电压；
CTR补偿电路，所述CTR补偿电路包括具有可变电阻的可变电阻器，所述CTR补偿电路被配置为响应于所述偏置数字控制信号来改变所述可变电阻，其中，所述CTR补偿电路还被配置为使用所述可变电阻器将所述偏置控制信号电压转换为光耦中的光耦二极管的二极管电流。
2.根据权利要求1所述的光耦电流传输比补偿电路，其特征在于，所述隔离式开关转换器是反激式转换器。
3.根据权利要求2所述的光耦电流传输比补偿电路，其特征在于，所述反激式转换器还包括初级侧控制器，所述初级侧控制器被配置为响应于来自所述光耦的集电极电流来控制功率开关晶体管的循环。
4.根据权利要求1所述的光耦电流传输比补偿电路，其特征在于，所述光耦电流传输比补偿电路还包括：
场效应晶体管，所述场效应晶体管具有通过所述可变电阻器接地的第一端子和耦合到所述光耦二极管的第二端子，其中，DAC的输出连接到所述场效应晶体管的栅极。
5.根据权利要求4所述的光耦电流传输比补偿电路，其特征在于，所述场效应晶体管是NMOS晶体管。
6.根据权利要求4所述的光耦电流传输比补偿电路，其特征在于，所述光耦电流传输比补偿电路还包括：
滤波器，所述滤波器被配置为形成所述数字偏置控制信号的时间平均形式；以及
补偿逻辑电路，所述补偿逻辑电路被配置为响应于所述数字偏置控制信号的时间平均形式大于高阈值而增加所述可变电阻，其中，所述补偿逻辑电路还被配置为响应于所述数字偏置控制信号的时间平均形式小于低阈值而减小所述可变电阻，并且其中，所述高阈值大于所述低阈值。
7.根据权利要求6所述的光耦电流传输比补偿电路，其特征在于，所述可变电阻器是两个可变电阻器的乘方。
8.根据权利要求1所述的光耦电流传输比补偿电路，其特征在于，所述光耦电流传输比补偿电路还包括：
感测和补偿电路，所述感测和补偿电路被配置为响应于输出电压与所述输出电压的期望值之间的差而生成数字控制信号。
9.根据权利要求6所述的光耦电流传输比补偿电路，其特征在于，所述补偿逻辑电路还被配置为响应于温度测量结果而将所述隔离式开关功率转换器启动时的可变电阻设置为默认值。
10.一种补偿反激式转换器中的光耦的电流传输比变化的方法，所述方法包括：
响应于所述反激式转换器的输出电压与所述输出电压的期望值的比较，生成控制电压；
使用可变电阻将所述控制电压转换为所述光耦的二极管电流；以及
改变所述可变电阻以补偿所述电流传输比变化。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，生成控制电压包括：
向数字控制信号添加偏置以形成偏置数字控制信号；以及
在数模转换器中转换所述偏置数字控制信号以生成所述控制电压。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
对所述偏置数字控制信号进行滤波以形成滤波后的偏置数字控制信号，其中，可变电阻器的改变响应于滤波后的偏置数字控制信号。
13.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：
响应于滤波后的偏置数字控制信号小于或等于低阈值而增加所述可变电阻；以及
响应于滤波后的偏置数字控制信号大于或等于高阈值而减小所述可变电阻，所述高阈值大于所述低阈值。
14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，增加所述可变电阻包括将所述可变电阻增加两倍。
15.根据权利要求13所述的方法，其特征在于，减小所述可变电阻包括将所述可变电阻减小两倍。
16.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，改变所述可变电阻包括切换用于可变电阻器的开关。
17.一种反激式转换器，所述反激式转换器包括：
初级侧控制器，所述初级侧控制器被配置为响应于来自光耦的集电极电流来控制功率开关晶体管的循环；以及
次级侧控制器，所述次级侧控制器包括与所述光耦的二极管串联的可变电阻器，其中，所述次级侧控制器被配置为改变所述可变电阻器的可变电阻，以补偿所述光耦的电流传输比增益的变化。
18.根据权利要求17所述的反激式转换器，其特征在于，所述次级侧控制器是模拟次级侧控制器。
19.根据权利要求17所述的反激式转换器，其特征在于，所述次级侧控制器是数字次级侧控制器。
20.根据权利要求17所述的反激式转换器，其特征在于，所述次级侧控制器还被配置为响应于所述电流传输比增益的增加而增加所述可变电阻，并且响应于所述电流传输比增益的减小而减小所述可变电阻。
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