JP2014030316A - 絶縁型スイッチング電源装置及びその制御方法 - Google Patents

絶縁型スイッチング電源装置及びその制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】二次側の出力電圧を一次側に送ることなく出力電圧を制御できる高効率の絶縁型スイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】一次側制御回路１は、一次側スイッチ５の電位差が参照電圧Ｖｒｅｆ１１より小さいとき、一次側スイッチ５をオンし、一次側スイッチ５のオン時間が経過したとき、かつ、一次巻線の電流が、一次側スイッチ５をオフした場合にトランスの逆起電力により二次側スイッチ６の電位差を参照電圧Ｖｒｅｆ２１より小さくするのに十分なとき、一次側スイッチ５をオフする。二次側制御回路２は、二次側スイッチ６の電位差が参照電圧Ｖｒｅｆ２１より小さいとき、二次側スイッチ６をオンし、二次側スイッチ６のオン時間が経過したとき、かつ、二次巻線の電流が、二次側スイッチ６をオフした場合にトランスの逆起電力により一次側スイッチ５の電位差を参照電圧Ｖｒｅｆ１１より小さくするのに十分なとき、二次側スイッチ６をオフする。
【選択図】図１

Description

本発明は、絶縁型スイッチング電源装置及びその制御方法に関し、特に、フライバック方式のコンバータ及びその制御方法に関する。
従来技術の絶縁型スイッチング電源装置として、例えば、特許文献１〜３に開示された発明が存在する。
特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータは、少なくとも一次巻線及び二次巻線を有する電力伝送トランスと、一次巻線に流れる電流をスイッチングする少なくとも１個の電力スイッチと、二次巻線に接続された整流回路及び平滑回路とを備え、電力スイッチのオン／オフを制御することによって出力電圧が目標値に一致するように制御する。特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータは、さらに、二次側に設けられるとともに出力電圧の変化に基づいて電力スイッチにターンオン及びターンオフのいずれか一方のスイッチング動作をさせるタイミング信号を出力するタイミング信号出力手段と、タイミング信号を二次側から一次側へ絶縁して伝送するタイミング信号伝送手段と、一次側に設けられるとともにタイミング信号に基づいて電力スイッチにスイッチング動作をさせる電力スイッチ制御手段とを備えることを特徴とする。
一般に、絶縁型スイッチング電源装置において誤差信号を二次側回路から一次側回路へ伝送するためにフォトカプラが使用されるが、フォトカプラは一般的に絶対最大定格温度が低いので、ディレーティングを考慮すると、動作温度範囲の広いスイッチング電源でフォトカプラを使用することは不適切である。フォトカプラのＣＴＲ（current transfer ratio：電流伝達率）の経年劣化も、信頼性を低下させる。また、誤差信号は一般的にシャントレギュレータで生成されるが、シャントレギュレータの特性はバイアス電流により変動する。フォトカプラとシャントレギュレータを用いた帰還回路は部品バラつきや特性変動が大きいので、設計の際には大きなマージンを付与することが必要になり、設計上の困難をもたらす。特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、フォトカプラやシャントレギュレータを用いることなく絶縁型スイッチング電源を構成することができる。
特許文献２の電力変換装置は、入力端子と、出力端子と、一次側及び二次側を有し、入力端子に接続された一次側巻線及び出力端子に接続された二次側巻線をさらに備えるトランスと、一次側スイッチと、二次側スイッチと、二次側スイッチの切換えを制御するスレーブ制御部と、一次側スイッチの切換えを制御するマスタ制御部と、二次側スイッチの二次電流を検出する二次電流検知部とを備え、一次側スイッチ及び二次側スイッチは交互にオン及びオフに切換えられるように構成され、二次側スイッチの切換えは、二次側スイッチにおいて検出された二次電流に応じて達成され、一次側スイッチ及び二次側スイッチはゼロ電圧切換え状態中にオンに切換えられ、スレーブ制御部はさらに比較器及びセット／リセットフリップフロップを備え、二次電流が負になったときに二次電流検知部は出力信号を比較器に伝達し、比較器は二次電流検知部の出力信号を電流基準レベルと比較して、二次電流検知部の出力信号が電流基準レベルを超えるときに切換え信号をセット／リセットフリップフロップに出力し、切換え信号が受け取られたときにセット／リセットフリップフロップは二次側スイッチを切換える。
電流基準レベル（Ｉｒｅｖｅｒｓｅ）は次式で与えられる。
［数１］
Ｉｒｅｖｅｒｓｅ＝（Ｖｉｎ+Ｖｏ×Ｎ）×√［（Ｃｄｓ１＋Ｃｄｓ２／Ｎ２）／ＬＴ１Ｃ］
ここで、ＬＴ１Ｃはトランスの二次巻線のインダクタンスであり、Ｃｄｓ１は一次側スイッチの固有静電容量であり、Ｃｄｓ２は二次側スイッチの固有静電容量であり、Ｖｉｎは入力電圧であり、Ｖｏは出力電圧であり、Ｎは一次巻線と二次巻線の間の巻線比である
特許文献２の電力変換装置によれば、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現し、スイッチング損失を抑えることができる。
特許文献３の同期整流回路は、電圧変換用トランスの二次側で、整流された二次電流によって出力コンデンサを充電するための同期整流用のＭＯＳＦＥＴを備えた同期整流回路において、ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとに非反転入力端子がそれぞれ接続されたコンパレータ回路と、コンパレータ回路の反転入力端子をＭＯＳＦＥＴのソースに接続する抵抗と、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に接続され、ＭＯＳＦＥＴのゲート制御を行う駆動制御手段と、駆動制御手段に対して並列に設けられ、コンパレータ回路で出力コンデンサへの逆電流を検出したときコンパレータ回路の出力によりオフするスイッチング手段と、を備え、ＭＯＳＦＥＴは、通常はソースからドレインに整流電流を流すようにオンし、ＭＯＳＦＥＴのドレインからソースに逆電流が流れたときにはスイッチング手段によりＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間を短絡してＭＯＳＦＥＴのソースとドレイン間を遮断し、整流電流の逆電流を阻止することを特徴とする。
しかしながら、従来技術の絶縁型スイッチング電源装置には、いくつかの欠点がある。
例えば、特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、タイミング信号出力手段とタイミング信号伝送手段が別途必要になる。絶縁型スイッチング電源装置において、通常、信号伝送手段としてトランスが用いられるが、トランスはサイズが大きく、また、高価であるためコストの増大を招く。
特許文献２の電力変換装置は、二次電流検知部の出力信号が電流基準レベルを超えるときに二次側スイッチを切り換えるので、トランスの励磁電流のボトムが固定される。この場合、負荷に応じてスイッチング周波数を変調する必要が生じる。重負荷のときは、スイッチング周波数が落ちることで出力電圧のリプルが大きくなり、従って、電流定格の大きなトランスが必要になり、部品サイズの増大を招く。また、軽負荷のときは、スイッチング周波数が上がることで効率が低下する。さらには、スイッチング周波数が変動するのでノイズフィルタリングが困難になり、ノイズフィルタのためのコストが増大する。
本発明の目的は、以上の課題を解決し、二次側の出力電圧を一次側に伝達することなく出力電圧を制御でき、かつ高い効率の得られる絶縁型スイッチング電源装置及びその制御方法を提供することにある。
本発明の態様に係る絶縁型スイッチング電源装置によれば、
入力電圧を出力電圧に変換するフライバック方式の絶縁型スイッチング電源装置において、上記絶縁型スイッチング電源装置は、
一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
上記トランスの一次巻線に流れる電流を制御する一次側スイッチと、
上記一次側スイッチのオン時間を計時し、上記一次側スイッチのオン及びオフを制御する一次側制御回路と、
上記トランスの二次巻線に流れる電流を制御する二次側スイッチと、
上記二次側スイッチのオン時間を計時し、上記二次側スイッチのオン及びオフを制御する二次側制御回路とを備え、
上記二次側制御回路は、上記出力電圧が所望電圧になるように上記二次側スイッチのオン時間を調整し、
上記一次側制御回路は、
上記一次側スイッチの両端電位差が第１のしきい値より小さいとき、上記一次側スイッチをオンし、
上記一次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流が、上記一次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記二次側スイッチの両端電位差を第２のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記一次側スイッチをオフし、
上記二次側制御回路は、
上記二次側スイッチの両端電位差が上記第２のしきい値より小さいとき、上記二次側スイッチをオンし、
上記二次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの二次巻線に流れている励磁電流が、上記二次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記一次側スイッチの両端電位差を上記第１のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記二次側スイッチをオフすることを特徴とする。
本発明によれば、二次側の出力電圧を一次側に伝達することなく出力電圧を制御でき、かつ高い効率の得られる絶縁型スイッチング電源装置を提供することができる。
本発明の第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図１の絶縁型スイッチング電源装置における電圧及び電流の波形を示すタイミングチャートである。 図１の絶縁型スイッチング電源装置の負荷が変動するときに二次巻線４ｂを流れる電流の波形を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図６の絶縁型スイッチング電源装置における電圧及び電流の波形を示すタイミングチャートである。 本発明の第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。
以下、図面を参照して本発明の実施形態に係る電力制御装置について説明する。各図面にわたって、同様の構成要素は同じ符号で示す。
第１の実施形態．
図１は、本発明の第１の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１の絶縁型スイッチング電源装置は、入力電圧源３から供給される入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔに変換して出力電圧端子ＶＯＵＴから出力するフライバック方式のコンバータである。絶縁型スイッチング電源装置は、一次巻線４ａ及び二次巻線４ｂを有する絶縁トランス４と、一次巻線４ａに流れる電流を制御する一次側スイッチ５と、一次側スイッチ５のオン時間を計時し、一次側スイッチ５のオン及びオフを制御する一次側制御回路１と、二次巻線４ｂに流れる電流を制御する二次側スイッチ６と、二次側スイッチ６のオン時間を計時し、二次側スイッチ６のオン及びオフを制御する二次側制御回路２とを備える。さらに、二次巻線４ｂの電流を平滑化するために、容量Ｃ１が設けられる。
一次側スイッチ５及び二次側スイッチ６のそれぞれはＭＯＳＦＥＴである。一次側スイッチ５のドレインは絶縁トランス４の一次巻線４ａに接続され、そのソースは接地され、そのゲートには一次側制御回路１によって制御信号が印加される。二次側スイッチ６のドレインは絶縁トランス４の二次巻線４ｂに接続され、そのソースは接地され、そのゲートには二次側制御回路２によって制御信号が印加される。一次側スイッチ５はオン抵抗Ｒｏｎ５を有し、二次側スイッチ６はオン抵抗Ｒｏｎ６を有する。一次側制御回路１は、一次側スイッチ５と絶縁トランス４の一次巻線４ａとの間のノードＮ１における電圧（ドレイン電圧）を測定することにより、一次巻線４ａに流れる電流を測定することができる。同様に、二次側制御回路２は、二次側スイッチ６と絶縁トランス４の二次巻線４ｂとの間のノードＮ２における電圧を測定することにより、二次巻線４ｂに流れる電流を測定することができる。
一次側制御回路１は、参照電圧源１１，１５、フリップフロップ１２、定電流源１３、スイッチ１４、ＡＮＤ回路１６、ドライブバッファ１７、比較器ＣＭＰ１１，ＣＭＰ１２、インバータＩＮＶ１１，ＩＮＶ１２、及び容量Ｃ１１を備える。一次側制御回路１は、内部の電圧源ＶＤＤ１を備える。参照電圧源１１は参照電圧Ｖｒｅｆ１１を発生し、参照電圧源１５は参照電圧Ｖｒｅｆ１５を発生する。比較器ＣＭＰ１１の反転入力端子には一次側スイッチ５のドレイン電圧が入力され、非反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ１１が入力される。比較器ＣＭＰ１１の出力信号は、フリップフロップ１２のＣＬＫ入力端子に入力され、さらに、インバータＩＮＶ１１を介してＡＮＤ回路１６の第１入力端子に入力される。フリップフロップ１２のＤ入力端子は電圧源ＶＤＤ１に接続される。フリップフロップ１２は、ＣＬＫ入力端子に入力される信号の立ち上がりエッジにおいて、Ｄ入力端子に入力されている電圧をＱ出力端子から出力信号として出力する。フリップフロップ１２のＲ入力端子からリセット信号が入力されると、フリップフロップ１２の出力信号はローレベルにされる。フリップフロップ１２の出力信号は、ドライブバッファ１７を介して一次側スイッチ５を駆動し、さらに、インバータＩＮＶ１２を介してスイッチ１４に送られる。スイッチ１４はＭＯＳＦＥＴであり、そのドレインは定電流源１３に接続され、そのソースは接地され、そのゲートにはフリップフロップ１２の出力信号がインバータＩＮＶ１２を介して入力される。スイッチ１４と定電流源１３との間のノードは、平滑用の容量Ｃ１１を介して接地されるとともに、比較器ＣＭＰ１２の非反転入力端子に接続される。このノードには、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が生じる。比較器ＣＭＰ１２の反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ１５が入力される。比較器ＣＭＰ１２の出力信号はＡＮＤ回路１６の第２入力端子に入力され、ＡＮＤ回路１６の出力信号は、リセット信号として、フリップフロップ１２のＲ入力端子に入力される。
定電流源１３、スイッチ１４、容量Ｃ１１、参照電圧源１５、及び比較器ＣＭＰ１２は、一次側スイッチ５のオン時間を調整するオン時間調整回路として機能する。このオン時間調整回路は、予め決められた一次側スイッチ５のオン時間、すなわち、容量Ｃ１１及び参照電圧Ｖｒｅｆ１５に応じて決まるオン時間を保持する。従って、絶縁型スイッチング電源装置の定常動作時において、一次側スイッチ５のオン時間は一定である。スイッチ１４と定電流源１３との間のノードに生じるスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１は、図２に示す波形を有し、スイッチ１４がオンのとき、０Ｖであり、スイッチ１４がオフのとき、容量Ｃ１１を充電することで０Ｖから参照電圧Ｖｒｅｆ１５まで増大する。スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が参照電圧Ｖｒｅｆ１５を超えない間は、フリップフロップ１２のＲ入力端子に入力されるリセット信号がローレベルであるので、一次側スイッチ５はオフにされない。
一次側制御回路１は、一次側スイッチ５のドレイン電圧（すなわち、一次側スイッチ５の両端電位差）が参照電圧Ｖｒｅｆ１１より小さいとき、一次側スイッチ５をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。一次側制御回路１は、さらに、一次側スイッチ５のオン時間が経過したとき（すなわち、比較器ＣＭＰ１２の出力信号がハイレベルであるとき）、かつ、一次巻線４ａに流れている励磁電流と一次側スイッチ５のオン抵抗Ｒｏｎ５との積が参照電圧Ｖｒｅｆ１１より大きくなったとき（すなわち、比較器ＣＭＰ１１の出力信号がローレベルであるとき）、一次側スイッチ５をオフする。一次側制御回路１は、一次巻線４ａに流れている励磁電流と一次側スイッチ５のオン抵抗Ｒｏｎ５との積が参照電圧Ｖｒｅｆ１１より大きくなったとき、一次巻線４ａに流れている励磁電流が、一次側スイッチ５をオフした場合に絶縁トランス４の逆起電力により二次側スイッチ６の両端電位差を所定のしきい値（後述する参照電圧Ｖｒｅｆ２１）より小さくする（すなわち、二次側スイッチ６の実質的なゼロ電圧スイッチングを行う）のに十分な大きさを有すると判断する。参照電圧Ｖｒｅｆ１１は、この「十分な大きさ」に対応する値であって、一次側スイッチ５をオンするときに実質的にゼロ電圧スイッチングを行うために十分に小さな値に設定される。
二次側制御回路２は、参照電圧源２１，２５，２７、フリップフロップ２２、定電流源２３、スイッチ２４、ＡＮＤ回路２６，２８、比較器ＣＭＰ２１，２２，２３、インバータＩＮＶ２１，ＩＮＶ２２、誤差増幅器ＡＭＰ２１、容量Ｃ２１，Ｃ２２、抵抗Ｒ２１を備える。二次側制御回路２は、出力電圧Ｖｏｕｔを電圧源ＶＤＤ２として用いる。参照電圧源２１は参照電圧Ｖｒｅｆ２１を発生し、参照電圧源２５は参照電圧Ｖｒｅｆ２５を発生し、参照電圧源２７は参照電圧Ｖｒｅｆ２７を発生する。比較器ＣＭＰ２３の非反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ２７が入力される。比較器ＣＭＰ２３の出力信号はＡＮＤ回路２８の第１入力端子に入力される。比較器ＣＭＰ２１の反転入力端子には二次側スイッチ６のドレイン電圧が入力され、非反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ２１が入力される。比較器ＣＭＰ２１の出力信号は、フリップフロップ２２のＣＬＫ入力端子に入力され、さらに、インバータＩＮＶ２１を介してＡＮＤ回路２６の第１入力端子に入力される。フリップフロップ２２のＤ入力端子は電圧源ＶＤＤ２に接続される。フリップフロップ２２はフリップフロップ１２と同様に動作する。フリップフロップ２２の出力信号は、ＡＮＤ回路２８の第２入力端子に入力され、さらに、インバータＩＮＶ２２を介してスイッチ２４に送られる。ＡＮＤ回路２８は、ドライブバッファとして機能するとともに、その出力信号により二次側スイッチ６を駆動する。スイッチ２４はＭＯＳＦＥＴであり、そのドレインは定電流源２３に接続され、そのソースは接地され、そのゲートにはフリップフロップ２２の出力信号がインバータＩＮＶ２２を介して入力される。スイッチ２４と定電流源２３との間のノードは、平滑用の容量Ｃ２１を介して接地されるとともに、比較器ＣＭＰ２２の非反転入力端子に接続される。このノードには、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ２が生じる。誤差増幅器ＡＭＰ２１の非反転入力端子には、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧された出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ２５が入力される。誤差増幅器ＡＭＰ２１から出力される誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒは、容量Ｃ２２及び抵抗Ｒ２１によって位相補償され、比較器ＣＭＰ２２の反転入力端子に入力される。比較器ＣＭＰ２２の出力信号はＡＮＤ回路２６の第２入力端子に入力され、ＡＮＤ回路２６の出力信号は、リセット信号として、フリップフロップ２２のＲ入力端子に入力される。
参照電圧源２７、比較器ＣＭＰ２３、及びＡＮＤ回路２８は、ＵＶＬＯ（under voltage lock out）回路として機能し、出力電圧Ｖｏｕｔが非常に低いときに絶縁型スイッチング電源装置が誤動作することを防止する。詳しくは、出力電圧Ｖｏｕｔが参照電圧Ｖｒｅｆ２７を超えないとき、比較器ＣＭＰ２３の出力信号はローレベルになり、従って、二次側スイッチ６はオフにされる。
定電流源２３、スイッチ２４、容量Ｃ２１，Ｃ２２、参照電圧源２５、比較器ＣＭＰ２２、抵抗Ｒ２１、及び誤差増幅器ＡＭＰ２１は、二次側スイッチ６のオン時間を調整するオン時間調整回路として機能する。このオン時間調整回路は、誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒに基づいて出力電圧Ｖｏｕｔが所望電圧になるように二次側スイッチ６のオン時間を調整する。従って、二次側スイッチ６のオン時間は可変である。参照電圧Ｖｒｅｆ２５は、所望電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧した電圧に設定される。誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒは、抵抗Ｒ１、Ｒ２により分圧された出力電圧Ｖｏｕｔと参照電圧Ｖｒｅｆ２５との誤差を示す。スイッチ２４と定電流源２３との間のノードに生じるスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ２は、図２に示す波形を有し、スイッチ２４がオンのとき、０Ｖであり、スイッチ２４がオフのとき、容量Ｃ２１を充電することで０Ｖから誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒまで増大する。スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ２が誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒを超えない間は、フリップフロップ２２のＲ入力端子に入力されるリセット信号がローレベルであるので、二次側スイッチ６はオフにされない。
二次側制御回路２は、二次側スイッチ６のドレイン電圧（すなわち、二次側スイッチ６の両端電位差）が参照電圧Ｖｒｅｆ２１より小さいとき、二次側スイッチ６をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。二次側制御回路２は、さらに、二次側スイッチ６のオン時間が経過したとき（すなわち、比較器ＣＭＰ２２の出力信号がハイレベルであるとき）、かつ、二次巻線４ｂに流れている励磁電流と二次側スイッチ６のオン抵抗Ｒｏｎ６との積が参照電圧Ｖｒｅｆ２１より大きくなったとき（すなわち、比較器ＣＭＰ２１の出力信号がローレベルであるとき）、二次側スイッチ６をオフする。二次側制御回路２は、二次巻線４ｂに流れている励磁電流と二次側スイッチ６のオン抵抗Ｒｏｎ６との積が参照電圧Ｖｒｅｆ２１より大きくなったとき、二次巻線４ｂに流れている励磁電流が、二次側スイッチ６をオフした場合に絶縁トランス４の逆起電力により一次側スイッチ５の両端電位差を参照電圧Ｖｒｅｆ１１より小さくする（すなわち、一次側スイッチ５の実質的なゼロ電圧スイッチングを行う）のに十分な大きさを有すると判断する。参照電圧Ｖｒｅｆ２１は、この「十分な大きさ」に対応する値であって、二次側スイッチ６をオンするときに実質的にゼロ電圧スイッチングを行うために十分に小さな値に設定される。
次に、図２を参照して、図１の絶縁型スイッチング電源装置の動作について説明する。
図２は、図１の絶縁型スイッチング電源装置における電圧及び電流の波形を示すタイミングチャートである。図２は、一次側スイッチ５のドレイン電圧、二次側スイッチ６のドレイン電圧、一次巻線４ａを流れる電流、二次巻線４ｂを流れる電流、一次側制御回路１のスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１、及び二次側制御回路２のスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ２の波形をそれぞれ示す。一次巻線４ａを流れる電流は、一次側スイッチ５のドレインからソースへの向きを正の向きとし、二次巻線４ｂを流れる電流は、二次側スイッチ６のソースからドレインへの向きを正の向きとする。以下の説明では、出力電圧Ｖｏｕｔが参照電圧Ｖｒｅｆ２７よりも高く、従って、ＵＶＬＯ回路により二次側スイッチ６がオフにされることはないと仮定する。
図２では、例示的な６つのスイッチングサイクル（Ａ）〜（Ｆ）を示す。
図２のスイッチングサイクル（Ａ）において、二次側制御回路２は以下のように動作する。
一次側スイッチ５がオフすると、絶縁トランス４の逆起電力により二次巻線４ｂに順方向電流が流れ始め、二次側スイッチ６のドレイン電圧が引き下げられる。二次側スイッチ６のドレイン電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ２１よりも小さくなると、比較器ＣＭＰ２１の出力信号がハイレベルになり、フリップフロップ２２の出力信号がハイレベルになり、ＡＮＤ回路２８の出力信号がハイレベルになり、二次側スイッチ６がオンする。このとき、インバータＩＮＶ２２の出力信号がローレベルになり、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ２が０Ｖから増大し始める。分圧された出力電圧Ｖｏｕｔが参照電圧Ｖｒｅｆ２５よりも大きくなると（すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが所望電圧より大きくなると）、誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒは大きくなり、小さくなると、誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒは小さくなる。スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ２が誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒよりも大きくなると、比較器ＣＭＰ２２の出力信号がハイレベルになる。このとき、二次巻線４ｂを流れる電流と二次側スイッチ６のオン抵抗Ｒｏｎ６との積が参照電圧Ｖｒｅｆ２１を超えているので、比較器ＣＭＰ２１の出力信号はローレベルになり、インバータＩＮＶ２１の出力信号はハイレベルになる。従って、ＡＮＤ回路２６の出力信号がハイレベルになるので、フリップフロップ２２の出力信号がローレベルになり、ＡＮＤ回路２８の出力信号がローレベルになり、二次側スイッチ６がオフする。それと同時に、インバータＩＮＶ２２の出力信号がハイレベルになり、スイッチ２４と定電流源２３との間のノードが接地されてスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ２は０になる。
スイッチングサイクル（Ａ）において、一次側制御回路１は以下のように動作する。
二次側スイッチ６がオフすると、絶縁トランス４の逆起電力により二次巻線４ａに負電流が流れ始め、一次側スイッチ５のドレイン電圧が引き下げられる。一次側スイッチ５のドレイン電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ１１より小さくなると、比較器ＣＭＰ１１の出力信号がハイレベルになり、フリップフロップ１２の出力信号がハイレベルになり、一次側スイッチ５がオンする。このとき、インバータＩＮＶ１２の出力信号がローレベルになり、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が０Ｖから増大し始める。スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が参照電圧Ｖｒｅｆ１５よりも大きくなると、比較器ＣＭＰ１２の出力信号がハイレベルになる。このとき、一次巻線４ａを流れる電流と一次側スイッチ５のオン抵抗Ｒｏｎ５との積が参照電圧Ｖｒｅｆ１１を超えているので、比較器ＣＭＰ１１の出力信号はローレベルになり、インバータＩＮＶ１１の出力信号はハイレベルになる。従って、ＡＮＤ回路１６の出力信号はハイレベルになるので、フリップフロップ１２の出力信号はローレベルになり、ドライブバッファ１７の出力信号がローレベルになり、一次側スイッチ５がオフする。それと同時に、インバータＩＮＶ１２の出力信号がハイレベルになり、スイッチ１４と定電流源１３との間のノードが接地されてスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１は０になる。
スイッチングサイクル（Ｂ）において、二次側制御回路２は以下のように動作する。
一次側スイッチ５がオフした後、二次側制御回路２は、スイッチングサイクル（Ａ）のときと同様に動作する。スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ２が誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒよりも大きくなると、比較器ＣＭＰ２２の出力信号がハイレベルになる。このとき、二次巻線４ｂを流れる電流と二次側スイッチ６のオン抵抗Ｒｏｎ６との積が参照電圧Ｖｒｅｆ２１を超えていないので、比較器ＣＭＰ２１の出力信号はハイレベルになり、インバータＩＮＶ２１の出力信号はローレベルになる。従って、ＡＮＤ回路２６の出力信号がローレベルになるので、フリップフロップ２２の出力信号はハイレベルのままであり、二次側スイッチ６はオフされない。その後、二次巻線４ｂを流れる電流と二次側スイッチ６のオン抵抗Ｒｏｎ６との積が参照電圧Ｖｒｅｆ２１を超えるまで待機し、超えた後は、二次側制御回路２は、スイッチングサイクル（Ａ）のときと同様に動作する。
スイッチングサイクル（Ｂ）において、一次側制御回路１は、スイッチングサイクル（Ａ）のときと同様に動作する。
スイッチングサイクル（Ｃ）において、一次側制御回路１及び二次側制御回路２は、スイッチングサイクル（Ａ）のときと同様に動作する。
スイッチングサイクル（Ｄ）において、二次側制御回路２は、スイッチングサイクル（Ａ）のときと同様に動作する。
スイッチングサイクル（Ｄ）において、一次側制御回路１は以下のように動作する。
二次側スイッチ６がオフした後、一次側制御回路１は、スイッチングサイクル（Ａ）のときと同様に動作する。スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が参照電圧Ｖｒｅｆ１５よりも大きくなると、比較器ＣＭＰ１２の出力信号がハイレベルになる。このとき、一次巻線４ａを流れる電流と一次側スイッチ５のオン抵抗Ｒｏｎ５との積が参照電圧Ｖｒｅｆ１１を超えていないので、比較器ＣＭＰ１１の出力信号はハイレベルになり、インバータＩＮＶ１１の出力信号はろーレベルになる。従って、ＡＮＤ回路１６の出力信号はローレベルになるので、フリップフロップ１２の出力信号はハイレベルのままであり、一次側スイッチ５はオフされない。その後、一次巻線４ａを流れる電流と一次側スイッチ５のオン抵抗Ｒｏｎ５との積が参照電圧Ｖｒｅｆ１１を超えるまで待機し、超えた後は、一次側制御回路１は、スイッチングサイクル（Ａ）のときと同様に動作する。
スイッチングサイクル（Ｅ）では、一次側制御回路１及び二次側制御回路２は、スイッチングサイクル（Ａ）のときと同様に動作する。
スイッチングサイクル（Ｆ）では、一次側制御回路１及び二次側制御回路２は、スイッチングサイクル（Ａ）のときと同様に動作する。
図２を参照すると、図１の絶縁型スイッチング電源装置によって以下のことが実現されていることがわかる。
第１に、一次側スイッチ５に小さな電圧が印加されているときに一次側スイッチ５をオンし、また、二次側スイッチ６のゼロ電圧スイッチングを行うのに十分な大きさを有する電流が一次巻線４ａに流れているときに一次側スイッチ５をオフし、さらに、二次側スイッチ６に小さな電圧が印加されているときに二次側スイッチ６をオンし、また、一次側スイッチ５のゼロ電圧スイッチングを行うのに十分な大きさを有する電流が二次巻線４ｂに流れているときに二次側スイッチ６をオフすることで、常にゼロ電圧スイッチングを行うことができる。
第２に、一次側制御回路１は、容量Ｃ１１及び参照電圧Ｖｒｅｆ１５に応じて決まる一定のオン時間に基づいて一次側スイッチ５を制御することができる。ここで、「一定のオン時間」とは、図２において、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が０Ｖから参照電圧Ｖｒｅｆ１５まで増大する時間によってオン時間が決まることを意味する。図２のスイッチングサイクル（Ｄ）では、一時的にオン時間が長くなっているが、その他の定常動作時のスイッチングサイクルでは、一定の周波数でスイッチングサイクルを繰り返すことができる。コンバータにおいて問題になるのは定常動作時にスイッチング周波数が変動することであり、瞬間的又は過渡的なスイッチング周波数の変動は問題にならない。
第３に、二次側制御回路２の誤差増幅器ＡＭＰ２１によって二次巻線４ｂを流れる電流を制御し、さらに間接的に一次巻線を流れる電流を制御することで、出力電圧Ｖｏｕｔが所望電圧になるように制御することができる。
図３は、図１の絶縁型スイッチング電源装置の負荷が変動するときに二次巻線４ｂを流れる電流の波形を示す図である。実線が二次巻線４ｂを流れる電流を示し、点線が０Ａを示し、鎖線が出力電圧端子ＶＯＵＴにおける負荷電流を示す。絶縁トランス４の逆起電力により二次巻線４ａに負電流を発生させる必要があるので、二次巻線４ｂのボトム電流は常に負である必要がある。よって、負荷電流の最大値は絶縁トランス４のリプル電流に依存する。リプル電流は、絶縁トランス４のインダクタンスが小さいほど、また、一次側制御回路１のオン時間が長いほど、大きくすることができる。また、一次側スイッチ５について一定のオン時間を用いているので、一次側スイッチ５のオン時間、入力電圧Ｖｉｎ、及び出力電圧Ｖｏｕｔが与えられると、スイッチング周波数はほぼ一定とすることができる。
しかしながら、特定の条件下では、前述のように、スイッチング周波数は一時的に変動する。例えば、ゼロ電圧スイッチングを行うのに十分な大きさを有する電流が一次巻線４ａ又は二次巻線４ｂに流れていないとき、その電流を増加させる必要がある。仮に、図２のスイッチングサイクル（Ｄ）において、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が参照電圧Ｖｒｅｆ１５に達した瞬間に一次側スイッチ５をオフさせてしまうと、二次側スイッチ６のドレイン電圧が下がらず、二次側スイッチ６をオンすることができない。このため、スイッチングサイクル（Ｄ）では、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が参照電圧Ｖｒｅｆ１５に達した後、一次巻線４ａを流れる電流と一次側スイッチ５のオン抵抗Ｒｏｎ５との積が参照電圧Ｖｒｅｆ１１を超えるまで待機する。その結果、スイッチングサイクル（Ｄ）の長さは、他のスイッチングサイクルの長さよりも増大する。ただし、スイッチングサイクルの長さが増大するのは一時的な現象にすぎない。なお、例えば、変動後の長さを有するスイッチングサイクルが反復することで、二次巻線４ｂを流れる電流が負荷電流に追従し（図３を参照）、新たな定常状態になる。図２のスイッチングサイクル（Ｄ）のように増大した長さを有するスイッチングサイクルが反復されるのは、出力電圧端子ＶＯＵＴから電荷を抜き続ける必要がある場合（すなわち、二次巻線４ｂを流れる電流の積分値が負である定常状態）である。絶縁型スイッチング電源装置は、一般的には出力電圧端子ＶＯＵＴに電荷を供給する電源装置として動作し、このとき、非０の負荷電流が流れ（図３を参照）、二次巻線４ｂを流れる電流の積分値が正である定常状態にある。従って、増大した長さを有するスイッチングサイクルが反復されるのは、あったとしても、二次巻線４ｂを流れる電流の積分値が０である間である。
図１の絶縁型スイッチング電源装置によれば、タイミング信号を二次側から一次側へ伝送するための余分な信号伝送手段（例えばトランス）を必要とせず、サイズ及びコストを削減することができる。
また、図１の絶縁型スイッチング電源装置によれば、一次側スイッチ５のゼロ電圧スイッチングを行うために、十分な負の電流を二次巻線４ｂに流れさせ、また、二次側スイッチ６のゼロ電圧スイッチングを行うために、十分な正の電流を一次巻線４ａに流れさせることができる。また、従来技術の絶縁型スイッチング電源装置が重負荷で動作するときには、スイッチング周波数が落ちることで出力電圧Ｖｏｕｔのリプルが大きくなり、従って、電流定格の大きなトランスが必要になり、部品サイズの増大を招くという問題があったが、図１の絶縁型スイッチング電源装置によれば、スイッチング周波数を一定とすることができるので、従来技術の問題を解消することができる。また、従来技術の絶縁型スイッチング電源装置が軽負荷で動作するときには、スイッチング周波数が上がることで効率が低下するという問題があったが、図１の絶縁型スイッチング電源装置によれば、スイッチング周波数を一定とすることができるので、従来技術の問題を解消することができる。また、従来技術の絶縁型スイッチング電源装置では、スイッチング周波数が変動するのでノイズフィルタリングが困難になり、ノイズフィルタのためのコストが増大するという問題があったが、図１の絶縁型スイッチング電源装置によれば、スイッチング周波数を一定とすることができるので、従来技術の問題を解消することができる。
誤差電圧Ｖｅｒｒｏｒに基づいて二次側スイッチ６のオン時間を変化させることにより出力電圧Ｖｏｕｔを制御できるので、従来技術の絶縁型スイッチング電源装置で使用されているフォトカプラ等の一次側への帰還回路が不要になる。また、常にゼロ電圧スイッチングを行うことができ、スイッチング損失を削減することができるので、効率が向上する。また、これにより、スイッチング周波数の高周波化が可能になり、部品の小型化が可能になる。
また、二次側制御回路２が誤差増幅器ＡＭＰ２１及び参照電圧源２５を備えているので、制御の安定性や、高精度の出力電圧Ｖｏｕｔを容易に実現することができる。
また、出力電圧Ｖｏｕｔを二次側制御回路２の電圧源とすることで、二次側制御回路２の消費電流による損失を小さく抑えることができる。
また、二次側制御回路２にＵＶＬＯ回路を設けることにより、電源電圧が所定の電圧以下においては上記二次側スイッチ６をオフさせることにより、二次側制御回路２の電源電圧が低い状態における誤動作を避けることができる。
従って、図１の絶縁型スイッチング電源装置によれば、出力電圧Ｖｏｕｔを一次側制御回路１に伝達することなく出力電圧Ｖｏｕｔを制御でき、かつ高い効率の得られる絶縁型スイッチング電源装置を提供することができる。
第２の実施形態．
図４は、本発明の第２の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図４の絶縁型スイッチング電源装置は、図１の絶縁型スイッチング電源装置に、センス抵抗及び過電流検出回路を追加したものである。図１の絶縁型スイッチング電源装置の説明と重複する内容は省略する。
一次側スイッチ５のソースは、一次側センス抵抗である抵抗Ｒ３を介して接地される。従って、抵抗Ｒ３は一次巻線４ａに直列接続されている。同様に、二次側スイッチ６のソースは、二次側センス抵抗である抵抗Ｒ４を介して接地される。従って、抵抗Ｒ４は二次巻線４ｂに直列接続されている。
一次側制御回路１Ａは、図１の一次側制御回路１の構成要素に加えて、比較器ＣＭＰ１３，ＣＭＰ１４、参照電圧源３１，３２、及びＯＲ回路３３を備える。参照電圧源３１は参照電圧Ｖｒｅｆ３１を発生し、参照電圧源３２は参照電圧Ｖｒｅｆ３２を発生する。比較器ＣＭＰ１３の非反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ３１が入力され、反転入力端子には、一次側スイッチ５と抵抗Ｒ３との間のノードＮ３における電圧が入力される。インバータＩＮＶ１１の入力端子は、比較器ＣＭＰ１１の出力端子に代えて、比較器ＣＭＰ１３の出力端子に接続される。比較器ＣＭＰ１４の反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ３２が入力され、非反転入力端子には、一次側スイッチ５と抵抗Ｒ３との間のノードＮ３における電圧が入力される。ＯＲ回路３３の第１入力端子にはＡＮＤ回路１６の出力信号が入力され、第２入力端子には比較器ＣＭＰ１４の出力信号が入力される。
一次側制御回路１Ａは、一次側スイッチ５のオン時間が経過したとき（すなわち、比較器ＣＭＰ１２の出力信号がハイレベルであるとき）、かつ、一次巻線４ａに流れている励磁電流と抵抗Ｒ３との積が参照電圧Ｖｒｅｆ３１より大きくなったとき（すなわち、比較器ＣＭＰ１３の出力信号がローレベルであるとき）、一次側スイッチ５をオフする。一次側制御回路１Ａは、一次巻線４ａに流れている励磁電流と抵抗Ｒ３との積が参照電圧Ｖｒｅｆ３１より大きくなったとき、一次巻線４ａに流れている励磁電流が、一次側スイッチ５をオフした場合に絶縁トランス４の逆起電力により二次側スイッチ６の両端電位差を参照電圧Ｖｒｅｆ２１より小さくする（すなわち、二次側スイッチ６の実質的なゼロ電圧スイッチングを行う）のに十分な大きさを有すると判断する。参照電圧Ｖｒｅｆ３１は、この「十分な大きさ」に対応する値に設定される。
二次側制御回路２Ａは、図２の二次側制御回路２の構成要素に加えて、比較器ＣＭＰ２４，ＣＭＰ２５、参照電圧源４１，４２、及びＯＲ回路４３を備える。参照電圧源４１は参照電圧Ｖｒｅｆ４１を発生し、参照電圧源４２は参照電圧Ｖｒｅｆ４２を発生する。比較器ＣＭＰ２４の非反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ４１が入力され、反転入力端子には、二次側スイッチ６と抵抗Ｒ４との間のノードＮ４における電圧が入力される。インバータＩＮＶ２１の入力端子は、比較器ＣＭＰ２１の出力端子に代えて、比較器ＣＭＰ２４の出力端子に接続される。比較器ＣＭＰ２５の反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ４２が入力され、非反転入力端子には、二次側スイッチ６と抵抗Ｒ４との間のノードＮ４における電圧が入力される。ＯＲ回路４３の第１入力端子にはＡＮＤ回路２６の出力信号が入力され、第２入力端子には比較器ＣＭＰ２５の出力信号が入力される。
二次側制御回路２Ａは、二次側スイッチ６のオン時間が経過したとき（すなわち、比較器ＣＭＰ２２の出力信号がハイレベルであるとき）、かつ、二次巻線４ｂに流れている励磁電流と抵抗Ｒ４との積が参照電圧Ｖｒｅｆ４１より大きくなったとき（すなわち、比較器ＣＭＰ２４の出力信号がローレベルであるとき）、二次側スイッチ６をオフする。二次側制御回路２Ａは、二次巻線４ｂに流れている励磁電流と抵抗Ｒ４との積が参照電圧Ｖｒｅｆ４１より大きくなったとき、二次巻線４ｂに流れている励磁電流が、二次側スイッチ６をオフした場合に絶縁トランス４の逆起電力により一次側スイッチ５の両端電位差を参照電圧Ｖｒｅｆ１１より小さくする（すなわち、一次側スイッチ５の実質的なゼロ電圧スイッチングを行う）のに十分な大きさを有すると判断する。参照電圧Ｖｒｅｆ４１は、この「十分な大きさ」に対応する値に設定される。
比較器ＣＭＰ１４及び参照電圧源３２は、一次巻線４ａの順方向過電流検出回路として機能する。一次側スイッチ５がオンし、一次側スイッチ５と抵抗Ｒ３との間のノードＮ３における電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ３２を超えると（すなわち、一次巻線４ａを流れる正の励磁電流と抵抗Ｒ３との積が参照電圧Ｖｒｅｆ３２より大きくなったとき）、比較器ＣＭＰ１４の出力信号がハイレベルになる。従って、ＯＲ回路３３の出力信号がハイレベルになるので、フリップフロップ１２の出力信号がローレベルになり、ドライブバッファ１７の出力信号がローレベルになり、一次側スイッチ５がオフする。参照電圧Ｖｒｅｆ３２は、所望の過電流を検出するように設定される。
同様に、比較器ＣＭＰ２５及び参照電圧源４２は、二次巻線４ｂの逆方向過電流検出回路として機能する。二次側スイッチ６がオンし、二次側スイッチ６と抵抗Ｒ４との間のノードＮ４における電圧が参照電圧Ｖｒｅｆ４２を超えると（すなわち、二次巻線４ｂに流れている励磁電流と抵抗Ｒ４との積が参照電圧Ｖｒｅｆ４２より大きくなったとき）、比較器ＣＭＰ２５の出力信号がハイレベルになる。従って、ＯＲ回路４３の出力信号がハイレベルになるので、フリップフロップ２２の出力信号がローレベルになり、ＡＮＤ回路２８の出力信号がローレベルになり、二次側スイッチ６がオフする。参照電圧Ｖｒｅｆ４２は、所望の過電流を検出するように設定される。
図４の絶縁型スイッチング電源装置によれば、センス抵抗を備えたことにより、一次巻線４ａ及び二次巻線４ｂを流れる電流を高精度に検出することができる。また、図４の絶縁型スイッチング電源装置によれば、過電流検出回路を備えたことにより、短絡等の異常による過電流を回避することができる。
第３の実施形態．
図５は、本発明の第３の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図５の絶縁型スイッチング電源装置は、図１の一次側制御回路１の参照電圧源１１，１５に代えて、参照電圧Ｖｒｅｆ１１，Ｖｒｅｆ１５の大きさを外部素子を接続することにより調整可能な参照電圧源を備えたことを特徴とする。
一次側制御回路１Ｂは、図１の参照電圧源１１に代えて、定電流源５１と、最小の順方向電流を調整するための外部の抵抗Ｒ１１とを備える。また、一次側制御回路１Ｂは、図１の参照電圧源１５に代えて、定電流源５２と、一次側スイッチ５のオン時間を調整するための外部の抵抗Ｒ１２とを備える。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は、可変抵抗、半固定抵抗、又は所定抵抗値を有する抵抗であり、絶縁型スイッチング電源装置のユーザは、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値を変更することにより、参照電圧Ｖｒｅｆ１１，Ｖｒｅｆ１５を調整することができる。
一次側制御回路１Ｂが集積回路として構成されるとき、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は外部素子として絶縁型スイッチング電源装置に接続される。
図１の二次側制御回路２の参照電圧源２１，２５，２７もまた、図５の一次側制御回路１Ｂの参照電圧源と同様に構成可能である。
絶縁トランス４、一次側スイッチ５、及び二次側スイッチ６のいずれかを交換又は変更した場合などにおいて、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の抵抗値を変更することにより、一次巻線４ａを流れる順方向電流や、二次巻線４ｂを流れる負電流の大きさなどを調整することができる。これにより、絶縁型スイッチング電源装置のユーザは、絶縁型スイッチング電源装置を所望のスイッチング周波数で動作させることができる。
図４の絶縁型スイッチング電源装置においても同様に、参照電圧Ｖｒｅｆ３１，Ｖｒｅｆ３２，Ｖｒｅｆ４１，Ｖｒｅｆ４２の大きさを外部素子を接続することにより調整可能にであるように構成してもよい。これにより、絶縁型スイッチング電源装置を動作させるとき、絶縁トランス４に所望の最適な逆起電力を発生させることができる。
第４の実施形態．
図６は、本発明の第４の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図６の絶縁型スイッチング電源装置は、図１の絶縁型スイッチング電源装置における参照電圧Ｖｒｅｆ１５を可変とすることで、所望の設定時間にわたって二次巻線４ａに逆流電流を流れさせることができる。
一次側制御回路１Ｃは、図１の参照電圧源１５に代えて、参照電圧源６１、位相比較器（ＰＦＤ）６２、比較器ＣＭＰ１５，ＣＭＰ１６、容量Ｃ１２、及び抵抗Ｒ１３を備える。参照電圧源６１は参照電圧Ｖｒｅｆ６１を発生する。比較器ＣＭＰ１５の非反転入力端子には一次側スイッチ５のドレイン電圧が入力され、反転入力端子は接地されている。比較器ＣＭＰ１６の非反転入力端子にはスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が入力され、反転入力端子には参照電圧Ｖｒｅｆ６１が入力される。位相比較器６２は、立ち上がりエッジエッジ検出型の位相比較器であり、Ａ入力端子には比較器ＣＭＰ１５の出力信号が入力され、Ｂ入力端子には比較器ＣＭＰ１６の出力信号が入力される。位相比較器６２の出力信号は、容量Ｃ１２及び抵抗Ｒ１３により位相補償され、比較器ＣＭＰ１２の反転入力端子に入力される。
図７は、図６の絶縁型スイッチング電源装置における電圧及び電流の波形を示すタイミングチャートである。比較器ＣＭＰ１５の出力信号は、一次側スイッチ５のドレイン電圧が０Ｖになり、二次巻線４ａを流れる電流が負（逆方向電流）から正（順方向電流）になったことを検出すると、ローレベルからハイレベルに反転する。比較器ＣＭＰ１６の出力信号は、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅ１が参照電圧Ｖｒｅｆ６１を超えたとき（すなわち、二次巻線４ａに逆流電流を流れさせる所望の設定時間が経過したとき）、ローレベルからハイレベルになる。参照電圧Ｖｒｅｆ６１は、所望の設定時間にわたって二次巻線４ａに逆流電流を流れさせるように設定される。位相比較器６２は、Ｂ入力よりもＡ入力のエッジが先に入力されると出力信号をプルアップし、後になるとプルダウンするように構成されている。図７では、比較器ＣＭＰ１５の出力信号（Ａ入力）の立ち上がりエッジが、比較器ＣＭＰ１６の出力信号（Ｂ入力）立ち上がりエッジよりも後になっているので、位相比較器６２の出力信号は低下し、一次側スイッチ５のオン時間が小さくなるように構成されている。一次側スイッチ５のオフ時間は、二次側制御回路２によって出力が安定化できるように、負荷電流にあわせて小さくなっていく。これにより、比較器ＣＭＰ１５の出力信号の立ちあがりエッジと比較器ＣＭＰ１６の出力信号の立ち上がりエッジは、互いに一致するように収束する。
一次側制御回路１Ｃは、一次側スイッチ５をオンしたときに一次巻線４ａに負の励磁電流が予め決められた時間にわたって流れるように一次側スイッチ５のオン時間を調整する。
図６の絶縁型スイッチング電源装置によれば、励磁電流が負になる時間を所望の時間に調整できるので、絶縁トランス４に流れる電流のリプルを小さく抑えることが可能になり、コア損及び導通損を削減し、効率を向上させることができる。また、絶縁トランス４の定格電流も小さくなるので、部品の小型化が可能である。
第５の実施形態．
図８は、本発明の第５の実施形態に係る絶縁型スイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図８の絶縁型スイッチング電源装置は、一次側スイッチ５のオン時間のタイミングを一次側制御回路１Ｄの発振器７１に同期させる。
一次側制御回路１Ｄは、図１の参照電圧源１５に代えて、発振器（ＯＳＣ）７１、位相比較器（ＰＦＤ）６２、容量Ｃ１２、及び抵抗Ｒ１３を備える。発振器は、固定の参照周波数信号を発生する。図１の絶縁型スイッチング電源装置では、損失による時比率の変動分に起因して、スイッチング周波数がわずかに変動する。しかしながら、図６の絶縁型スイッチング電源装置では、位相比較器６２により、一次側スイッチ５のオン又はオフが参照周波数信号に同期するように一次側スイッチ５のオン時間を調整することができる。
図８の絶縁型スイッチング電源装置によれば、一次側スイッチ５のオンもしくはオフを固定周波数に同期させることができるので、常に一定のスイッチング周波数で動作することが可能になる。これにより、ＥＭＩ等のノイズフィルタリングが容易になり、また
スイッチング周波数のばらつきによる特性変動を抑えることができる。
以上説明した各実施形態において、一次側スイッチ５及び二次側スイッチ６のそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴに代えて、バイポーラトランジスタ、又はＭＯＳＦＥＴと整流ダイオードの並列接続、又はバイポーラトランジスタと整流ダイオードの並列接続であってもよい。このような一次側スイッチ５及び二次側スイッチ６を用いることで、導通損失や、デッドタイムによる損失を低減することができるので、より高効率になる。
以上説明した各実施形態において、二次側制御回路はカレントモード制御回路として構成される。従来、絶縁型スイッチング電源装置の二次側でカレントモード制御を行うものは存在しなかった。本発明の実施形態によれば、上記構成を備えたことにより、高い安定性と応答性を得ることができる。
以上説明した各実施形態において、二次側制御回路のＵＶＬＯ回路（参照電圧源２７、比較器ＣＭＰ２３、及びＡＮＤ回路２８）を省略してもよい。
以上説明した各実施形態において、二次側制御回路の内部電圧源ＶＤＤ２は、出力電圧Ｖｏｕｔとは別個に設けてもよい。
以上説明した各実施形態を、絶縁型スイッチング電源装置の制御方法として実施してもよい。
本発明の各態様に係る絶縁型スイッチング電源装置は、以下のように構成される。
入力電圧を出力電圧に変換するフライバック方式の絶縁型スイッチング電源装置において、上記絶縁型スイッチング電源装置は、
一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
上記トランスの一次巻線に流れる電流を制御する一次側スイッチと、
上記一次側スイッチのオン時間を計時し、上記一次側スイッチのオン及びオフを制御する一次側制御回路と、
上記トランスの二次巻線に流れる電流を制御する二次側スイッチと、
上記二次側スイッチのオン時間を計時し、上記二次側スイッチのオン及びオフを制御する二次側制御回路とを備え、
上記二次側制御回路は、上記出力電圧が所望電圧になるように上記二次側スイッチのオン時間を調整し、
上記一次側制御回路は、
上記一次側スイッチの両端電位差が第１のしきい値より小さいとき、上記一次側スイッチをオンし、
上記一次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流が、上記一次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記二次側スイッチの両端電位差を第２のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記一次側スイッチをオフし、
上記二次側制御回路は、
上記二次側スイッチの両端電位差が上記第２のしきい値より小さいとき、上記二次側スイッチをオンし、
上記二次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの二次巻線に流れている励磁電流が、上記二次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記一次側スイッチの両端電位差を上記第１のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記二次側スイッチをオフすることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記一次側制御回路は、予め決められた上記一次側スイッチのオン時間を保持することを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記一次側スイッチのオン時間は、上記絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続することにより調整されることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記一次側制御回路は、上記一次側スイッチをオンしたときに上記トランスの一次巻線に負の励磁電流が予め決められた時間にわたって流れるように上記一次側スイッチのオン時間を調整することを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記一次側制御回路は、固定周波数信号を発生する発振器を備え、上記一次側スイッチのオン又はオフが上記固定周波数信号に同期するように上記一次側スイッチのオン時間を調整することを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、
上記二次側制御回路は、
上記所望電圧に対応する参照電圧を発生する参照電圧源と、
上記出力電圧に対応する電圧と上記参照電圧との誤差を示す誤差電圧を発生する誤差増幅器とを備え、
上記誤差電圧に基づいて上記出力電圧が所望電圧になるように上記二次側スイッチのオン時間を調整することを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記第１及び第２のしきい値の少なくとも一方は、上記絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続することにより調整されることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記一次側制御回路は、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流と上記一次側スイッチのオン抵抗との積が上記第１のしきい値より大きくなったとき、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流が、上記一次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記二次側スイッチの両端電位差を上記第２のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有すると判断することを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置は、上記トランスの一次巻線に直列接続された第１のセンス抵抗をさらに備え、
上記一次側制御回路は、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流と上記第１のセンス抵抗との積が第３のしきい値より大きくなったとき、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流が、上記一次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記二次側スイッチの両端電位差を上記第２のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有すると判断することを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記第３のしきい値は、上記絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続することにより調整されることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記二次側制御回路は、上記トランスの二次巻線に流れている励磁電流と上記二次側スイッチのオン抵抗との積が上記第２のしきい値より大きくなったとき、上記トランスの二次巻線に流れている励磁電流が、上記二次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記一次側スイッチの両端電位差を上記第１のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有すると判断することを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置は、上記トランスの二次巻線に直列接続された第２のセンス抵抗をさらに備え、
上記二次側制御回路は、上記トランスの二次巻線に流れている励磁電流と上記第２のセンス抵抗との積が第４のしきい値より大きくなったとき、上記トランスの二次巻線に流れている励磁電流が、上記二次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記一次側スイッチの両端電位差を上記第１のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有すると判断することを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記第４のしきい値は、上記絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続することにより調整されることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記一次側制御回路は、上記トランスの一次巻線を流れる正の励磁電流が第５のしきい値より大きくなったとき、上記一次側スイッチをオフすることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記二次側制御回路は、上記トランスの二次巻線を流れる負の励磁電流の絶対値が第６のしきい値より大きくなったとき、上記二次側スイッチをオフすることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記二次側制御回路は、上記出力電圧を電源として用いることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記二次側制御回路は、上記出力電圧が第７のしきい値を超えないとき、上記二次側スイッチをオフすることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記一次側スイッチ及び上記二次側スイッチは、ＭＯＳＦＥＴ、又はバイポーラトランジスタ、又はＭＯＳＦＥＴと整流ダイオードの並列接続、又はバイポーラトランジスタと整流ダイオードの並列接続からなることを特徴とする。
上記絶縁型スイッチング電源装置において、上記二次側制御回路は、カレントモード制御回路であることを特徴とする。
本発明の態様に係る絶縁型スイッチング電源装置の制御方法は、以下のように構成される。
入力電圧を出力電圧に変換するフライバック方式の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、上記絶縁型スイッチング電源装置は、
一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
上記トランスの一次巻線に流れる電流を制御する一次側スイッチと、
上記一次側スイッチのオン時間を計時し、上記一次側スイッチのオン及びオフを制御する一次側制御回路と、
上記トランスの二次巻線に流れる電流を制御する二次側スイッチと、
上記二次側スイッチのオン時間を計時し、上記二次側スイッチのオン及びオフを制御する二次側制御回路とを備え、
上記二次側制御回路は、上記出力電圧が所望電圧になるように上記二次側スイッチのオン時間を調整し、
上記制御方法は、
上記一次側スイッチの両端電位差が第１のしきい値より小さいとき、上記一次側制御回路により上記一次側スイッチをオンするステップと、
上記一次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流が、上記一次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記二次側スイッチの両端電位差を第２のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記一次側制御回路により上記一次側スイッチをオフするステップと、
上記二次側スイッチの両端電位差が上記第２のしきい値より小さいとき、上記二次側制御回路により上記二次側スイッチをオンするステップと、
上記二次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの二次巻線に流れている励磁電流が、上記二次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記一次側スイッチの両端電位差を上記第１のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記二次側制御回路により上記二次側スイッチをオフするステップとを含むことを特徴とする。
本発明の態様に係る絶縁型スイッチング電源装置及びその制御方法は、以下の効果をもたらす。
本発明の態様に係る絶縁型スイッチング電源装置によれば、二次側スイッチのオン時間を変化させることにより出力電圧を制御できるので、従来技術の絶縁型スイッチング電源装置で使用されているフォトカプラ等の一次側への帰還回路が不要になる。また、常にゼロ電圧スイッチングを行うことができ、スイッチング損失を削減することができるので、効率が向上する。また、これにより、スイッチング周波数の高周波化が可能になり、部品の小型化が可能になる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続して一次側制御回路のオン時間を調整することにより、絶縁型スイッチング電源装置を所望のスイッチング周波数で動作させることができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、励磁電流が負になる時間を所望の時間に調整できるので、トランスに流れる電流のリプルを小さく抑えることが可能になり、コア損及び導通損を削減し、効率を向上させることができる。また、トランスの定格電流も小さくなるので、部品の小型化が可能である。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、一次側スイッチのオンもしくはオフを固定周波数に同期させることができるので、常に一定のスイッチング周波数で動作することが可能になる。これにより、ＥＭＩ等のノイズフィルタリングが容易になり、また、スイッチング周波数のばらつきによる特性変動を抑えることができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、二次側制御回路が参照電圧源及び誤差増幅器を備えることにより、制御の安定性や、高精度の出力電圧を容易に実現することができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続することにより第１及び第２のしきい値の少なくとも一方を調整することにより、トランスに流れる電流を高精度に検出することが可能になる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、トランスの一次巻線に流れている励磁電流と一次側スイッチのオン抵抗との積が第１のしきい値より大きくなったときを検出することにより、センス抵抗が不要になり、またセンス抵抗による損失を削減することができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、トランスの一次巻線に流れている励磁電流と第１のセンス抵抗との積が第３のしきい値より大きくなったときを検出することにより、トランスに流れる電流を高精度に検出することが可能になる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続することにより第３のしきい値を調整することにより、絶縁型スイッチング電源装置を動作させるとき、トランスに所望の最適な逆起電力を発生させることができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、トランスの二次巻線に流れている励磁電流と二次側スイッチのオン抵抗との積が第２のしきい値より大きくなったときを検出することにより、センス抵抗が不要になり、またセンス抵抗による損失を削減することができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、トランスの二次巻線に流れている励磁電流と第２のセンス抵抗との積が第４のしきい値より大きくなったときを検出することにより、トランスに流れる電流を高精度に検出することが可能になる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続することにより第４のしきい値を調整することにより、絶縁型スイッチング電源装置を動作させるとき、トランスに所望の最適な逆起電力を発生させることができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、過電流検出回路を設けることで、短絡等の異常によるトランスの過電流を回避することができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、出力電圧を二次側制御回路の電源とすることで、制御回路の消費電流による損失を小さく抑えることができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、二次側制御回路にＵＶＬＯ回路を設けることにより、電源電圧が所定の電圧以下においては上記二次側スイッチをオフさせることにより、二次側制御回路の電源電圧が低い状態における誤動作を避けることができる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、一次側スイッチ及び二次側スイッチとして、ＭＯＳＦＥＴ、又はバイポーラトランジスタ、又はＭＯＳＦＥＴと整流ダイオードの並列接続、又はバイポーラトランジスタと整流ダイオードの並列接続を用いることで、導通損失や、デッドタイムによる損失を低減することができるので、より高効率になる。
上記絶縁型スイッチング電源装置によれば、二次側制御回路をカレントモード制御回路とすることにより、高い安定性と応答性を得ることができる。
本発明の態様に係る絶縁型スイッチング電源装置の制御方法によっても、同様の効果がもたらされる。
１、１Ａ〜１Ｄ…一次側制御回路、
２、２Ａ…二次側制御回路、
３…入力電圧源、
４…絶縁トランス、
４ａ…一次巻線、
４ｂ…二次巻線、
５…一次側スイッチ、
６…二次側スイッチ、
１１、１５、２１、２５、２７、３１、３２、４１、４２、６１…参照電圧源、
１２、２２…フリップフロップ、
１３、２３、５１、５２…定電流源、
１４、２４…スイッチ、
１６、２６、２８…ＡＮＤ回路、
１７…ドライブバッファ、
３３、４３…ＯＲ回路、
６２…位相比較器、
７１…発振器、
ＡＭＰ２１…誤差増幅器、
Ｃ１、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１…容量、
ＣＭＰ１１〜ＣＭＰ１６、ＣＭＰ２１〜ＣＭＰ２５…比較器、
ＩＮＶ１１、ＩＮＶ１２、ＩＮＶ２１、ＩＮＶ２２…インバータ、
Ｒ１〜Ｒ４、Ｒ１１〜Ｒ１３、Ｒ２１…抵抗、
ＶＯＵＴ…出力電圧端子。
特願２００８−１８２７９４号公報 特表２００５−５２５０６９号公報 特許第４４４２２２６号公報

Claims (10)

  1. 入力電圧を出力電圧に変換するフライバック方式の絶縁型スイッチング電源装置において、上記絶縁型スイッチング電源装置は、
    一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
    上記トランスの一次巻線に流れる電流を制御する一次側スイッチと、
    上記一次側スイッチのオン時間を計時し、上記一次側スイッチのオン及びオフを制御する一次側制御回路と、
    上記トランスの二次巻線に流れる電流を制御する二次側スイッチと、
    上記二次側スイッチのオン時間を計時し、上記二次側スイッチのオン及びオフを制御する二次側制御回路とを備え、
    上記二次側制御回路は、上記出力電圧が所望電圧になるように上記二次側スイッチのオン時間を調整し、
    上記一次側制御回路は、
    上記一次側スイッチの両端電位差が第１のしきい値より小さいとき、上記一次側スイッチをオンし、
    上記一次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流が、上記一次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記二次側スイッチの両端電位差を第２のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記一次側スイッチをオフし、
    上記二次側制御回路は、
    上記二次側スイッチの両端電位差が上記第２のしきい値より小さいとき、上記二次側スイッチをオンし、
    上記二次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの二次巻線に流れている励磁電流が、上記二次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記一次側スイッチの両端電位差を上記第１のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記二次側スイッチをオフすることを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置。
  2. 上記一次側制御回路は、予め決められた上記一次側スイッチのオン時間を保持することを特徴とする請求項１記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  3. 上記一次側スイッチのオン時間は、上記絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続することにより調整されることを特徴とする請求項２記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  4. 上記一次側制御回路は、上記一次側スイッチをオンしたときに上記トランスの一次巻線に負の励磁電流が予め決められた時間にわたって流れるように上記一次側スイッチのオン時間を調整することを特徴とする請求項１記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  5. 上記一次側制御回路は、固定周波数信号を発生する発振器を備え、上記一次側スイッチのオン又はオフが上記固定周波数信号に同期するように上記一次側スイッチのオン時間を調整することを特徴とする請求項１記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  6. 上記二次側制御回路は、
    上記所望電圧に対応する参照電圧を発生する参照電圧源と、
    上記出力電圧に対応する電圧と上記参照電圧との誤差を示す誤差電圧を発生する誤差増幅器とを備え、
    上記誤差電圧に基づいて上記出力電圧が所望電圧になるように上記二次側スイッチのオン時間を調整することを特徴とする請求項１〜５のうちのいずれか１つに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  7. 上記第１及び第２のしきい値の少なくとも一方は、上記絶縁型スイッチング電源装置に外部素子を接続することにより調整されることを特徴とする請求項１〜６のうちのいずれか１つに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  8. 上記一次側制御回路は、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流と上記一次側スイッチのオン抵抗との積が上記第１のしきい値より大きくなったとき、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流が、上記一次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記二次側スイッチの両端電位差を上記第２のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有すると判断することを特徴とする請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  9. 上記絶縁型スイッチング電源装置は、上記トランスの一次巻線に直列接続された第１のセンス抵抗をさらに備え、
    上記一次側制御回路は、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流と上記第１のセンス抵抗との積が第３のしきい値より大きくなったとき、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流が、上記一次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記二次側スイッチの両端電位差を上記第２のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有すると判断することを特徴とする請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載の絶縁型スイッチング電源装置。
  10. 入力電圧を出力電圧に変換するフライバック方式の絶縁型スイッチング電源装置の制御方法において、上記絶縁型スイッチング電源装置は、
    一次巻線及び二次巻線を有するトランスと、
    上記トランスの一次巻線に流れる電流を制御する一次側スイッチと、
    上記一次側スイッチのオン時間を計時し、上記一次側スイッチのオン及びオフを制御する一次側制御回路と、
    上記トランスの二次巻線に流れる電流を制御する二次側スイッチと、
    上記二次側スイッチのオン時間を計時し、上記二次側スイッチのオン及びオフを制御する二次側制御回路とを備え、
    上記二次側制御回路は、上記出力電圧が所望電圧になるように上記二次側スイッチのオン時間を調整し、
    上記制御方法は、
    上記一次側スイッチの両端電位差が第１のしきい値より小さいとき、上記一次側制御回路により上記一次側スイッチをオンするステップと、
    上記一次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの一次巻線に流れている励磁電流が、上記一次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記二次側スイッチの両端電位差を第２のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記一次側制御回路により上記一次側スイッチをオフするステップと、
    上記二次側スイッチの両端電位差が上記第２のしきい値より小さいとき、上記二次側制御回路により上記二次側スイッチをオンするステップと、
    上記二次側スイッチのオン時間が経過したとき、かつ、上記トランスの二次巻線に流れている励磁電流が、上記二次側スイッチをオフした場合に上記トランスの逆起電力により上記一次側スイッチの両端電位差を上記第１のしきい値より小さくするのに十分な大きさを有するとき、上記二次側制御回路により上記二次側スイッチをオフするステップとを含むことを特徴とする絶縁型スイッチング電源装置の制御方法。
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