CN112000162A - 一种带隙基准电压源 - Google Patents

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CN112000162A CN202010715945.7A CN202010715945A CN112000162A CN 112000162 A CN112000162 A CN 112000162A CN 202010715945 A CN202010715945 A CN 202010715945A CN 112000162 A CN112000162 A CN 112000162A
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谢程益
王野
于翔
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    • G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit

Abstract

本申请公开了一种带隙基准电压源，包括电荷泵电路、基准电路以及采样保持电路，电荷泵电路用于根据电源电压产生一供电电压，基准电路根据该供电电压产生一输出电压，采样保持电路用于对基准电路的输出电压进行采样保持，以输出带隙基准电压。通过电荷泵电路向基准电路提供电压值为电源电压的2倍的供电电压，使得基准电路可以正常工作在低压电路中，同时不影响带隙基准电压的精度。本发明的带隙基准电压源在较大范围的电源电压范围内都能稳定工作，并对电源电压不敏感，因此可以在较低的电源电压下正常工作。

Description

一种带隙基准电压源
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，更具体地，涉及一种一种带隙基准电压源。
背景技术
在模拟集成电路或混合信号设计领域，基准电压源是一个很重要的模块，基准电压源可以为系统提供电压基准和电流基准。随着电路集成度的提高，基准电压源也越来越多的集成到芯片内部，以降低系统成本。
传统的基准电压源通常依靠带隙基准电压源产生，如图1所示，带隙基准电压源100包括误差放大器OP1、PMOS(Positive Channel Metal Oxide Semiconductor，P型金属氧化物半导体场效应晶体管)管M1、PMOS管M2、PMOS管M3构成的镜像电流源、PNP管Q1、PNP管Q2、PNP管Q3以及电阻R1和电阻R2。误差放大器OP1处于深度负反馈状态，使得节点A和节点B的电压相等，进而使得输出的带隙基准电压VREF的电压值趋于恒定。在上述的带隙基准电压源100存在以下问题：首先，带隙基准电压源100的输出电压VREF的电压值为1.25V左右，不能应用在低压电路中，限制了现有技术的带隙基准电压源100的应用。其次，现有技术的低压带隙基准电压源在精度和功耗方面的性能较差，在低压条件下难以产生高精度的基准电压。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种带隙基准电压源，有效改善了带隙基准电压源在低压工作条件下的输出精度。
根据本发明实施例提供了一种带隙基准电压源，包括：电荷泵电路，用于根据电源电压产生一供电电压；基准电路，连接至所述电荷泵电路的输出端，用于根据所述供电电压产生一输出电压；以及采样保持电路，与所述基准电路连接，用于对所述基准电路的输出电压进行采样保持，以输出带隙基准电压。
优选地，所述采样保持电路包括：第一开关，第一端连接至所述基准电路的输出端；第一电阻，第一端与所述第一开关的第二端连接；第一电容，第一端与所述第一电阻的第二端连接于第一节点，第二端接地；第二开关，第一端与所述第一节点连接；第二电阻，第一端与所述第二开关的第二端连接；以及第二电容，第一端与所述第二电阻的第二端连接于第二节点，第二端接地，其中，所述第一开关和所述第二开关在每个开关周期内导通预定时间，以在所述第二节点输出所述带隙基准电压。
优选地，所述第一开关在每个开关周期中导通第一时间段，所述第二开关在每个开关周期中导通第二时间段，其中，所述第一时间段和所述第二时间段是所述开关周期中重叠的时间段。
优选地，在每个开关周期中，所述第二开关延迟所述第一开关第一预定时间导通，从而在所述第一时间段开始和所述第二时间段开始之前插入第一预定时间。
优选地，在每个开关周期中，所述第一开关延迟所述第二开关第二预定时间关断，从而在所述第二时间段结束和所述第一时间段结束之前插入第二预定时间。
优选地，所述带隙基准电压源还包括：逻辑电路，用于产生第一开关信号和第二开关信号，其中，所述第一开关信号和所述第二开关信号分别用于控制所述第一开关和所述第二开关的导通和关断，以对所述基准电路的输出电压进行采样保持。
优选地，所述带隙基准电压源还包括：电平转换电路，连接于所述逻辑电路和所述采样保持电路之间，所述电平转换电路用于对所述第一开关信号和所述第二开关信号进行电平转换以驱动所述第一开关和所述第二开关。
优选地，所述带隙基准电压源还包括：振荡器电路，用于根据所述第一开关信号向所述电荷泵电路提供一时钟信号，所述电荷泵电路在所述时钟信号的控制下根据所述电源电压产生所述供电电压。
优选地，所述电荷泵电路、所述逻辑电路以及所述振荡器电路的内部供电电压为所述电源电压。
优选地，所述第一开关和所述第二开关选自N型金属氧化物半导体场效应晶体管。
综上所述，本发明实施例的带隙基准电压源包括电荷泵电路、基准电路以及采样保持电路，电荷泵电路用于根据电源电压产生一供电电压，基准电路根据该供电电压产生一输出电压，采样保持电路用于对基准电路的输出电压进行采样保持，以输出带隙基准电压。通过电荷泵电路向基准电路提供电压值为电源电压的2倍的供电电压，使得基准电路可以正常工作在低压电路中，同时不影响带隙基准电压的精度。本发明的带隙基准电压源在较大范围的电源电压范围内都能稳定工作，并对电源电压不敏感，因此可以在较低的电源电压下正常工作。
进一步的，本发明的电荷泵电路、振荡器电路以及基准电路仅在采样阶段工作，可以有效地减小电路的实际功耗，从而使得本发明实施例的带隙基准电压源具有极低的功耗。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1示出传统的带隙基准电压源的电路示意图；
图2示出根据现有技术的一种带隙基准电压源的电路示意图；
图3示出根据现有技术的另一种带隙基准电压源的电路示意图；
图4示出根据本发明实施例的带隙基准电压源的结构示意图；
图5示出根据本发明实施例的带隙基准电压源的开关时序图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。
应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
在本申请中，MOS管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)包括第一端、第二端和控制端，在MOS管的导通状态，电流从第一端流至第二端。PMOS管的第一端、第二端和控制端分别为源极、漏极和栅极，NMOS管的第一端、第二端和控制端分别为漏极、源极和栅极。双极性晶体管包括第一端、第二端和控制端，在双极性晶体管的导通状态，电流从第一端流至第二端。PNP管的第一端、第二端和控制端分别为发射极、集电极和基极，NPN管的第一端、第二端和控制端分别为集电极、发射极和基极。
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
图2示出根据现有技术的一种带隙基准电压源的电路示意图。如图2所示，带隙基准电压源200包括误差放大器OP1、PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M3、PNP管Q1、PNP管Q2、PNP管Q3以及电阻R1、电阻R2和电阻R3。PMOS管M1和PNP管Q1连接在电源电压VDD和地之间的第一支路，PMOS管M2、电阻R1和PNP管Q2连接在电源电压VDD和地之间的第二支路，PMOS管M3、电阻R2和PNP管Q3连接在电源电压VDD和地之间的第三支路，电阻R3连接在PMOS管M3和电阻R2的中间节点与地之间，用于对电流I3进行分流，以降低输出的带隙基准电压的电压值。PMOS管M1、PMOS管M2以及PMOS管M3的控制端彼此连接从而构成镜像电流源。PNP管Q1、PNP管Q2和PNP管Q3的控制端接地。误差放大器OP1的反相输入端与PMOS管M1和PNP管Q1连接于节点A，正相输入端与PMOS管M2和电阻R1连接于节点B，输出端与PMOS管M1和PMOS管M2的控制端连接。
在带隙基准电压源200中，PMOS管M1和PMOS管M2为相同的晶体管，因此流经PMOS管M1和PMOS管M2的电流I1和电流I2相等，又因为PNP管Q1和PNP管Q2具有不同的发射区-基区面积，所以PNP管Q1和PNP管Q2工作在不同的电流密度下，于是PNP管Q1和PNP管Q2的基极-发射极电压的压差与绝对温度成正比，即VBE1-VBE2＝VTInN。若节点A和节点B的电压不完全相等，则误差放大器OP1工作于深度负反馈状态，将节点A和节点B的电压进行比较后，将其差值放大后使得流过PNP管Q1和PNP管Q2的电流发生不同程度的改变，从而使得节点A和节点B的电压近似相等，因此PNP管Q1的基极-发射极电压变为：VBE1＝R1×I2+VBE2(其中，VT＝k×T/q，是PNP管Q1和PNP管Q2的热电压，k为玻尔兹曼常数，T为绝对温度，q为元电荷的电荷量)，即I2＝VTInN/R1，由上式可以得到电流I2为PTAT(Proportional to AbsoluteTemperature，正比于绝对温度)电流，PMOS管M3与PMOS管M2构成镜像电流源，因此电流I3＝I2＝VTInN/R1，又因为电阻R2和电阻R3对电流I3进行分流，因此：
I3＝IR2+IR3
又因为：
Figure BDA0002598149160000051
Figure BDA0002598149160000052
其中，R2和R3分别表示电阻R2和电阻R3的电阻值，VBE3表示PNP管Q3的基极-发射极电压。
结合上式可以得到：
Figure BDA0002598149160000053
其中，PNP管Q3的基极-发射极电压VBE3具有负温度系数，适当选取N和电阻R2和电阻R3的比值，可以得到零温度系数的带隙基准电压VREF。
图3示出根据现有技术的另一种带隙基准电压源的电路示意图。如图3所示，带隙基准电压源300包括误差放大器OP1、PMOS管M1、PMOS管M2、PMOS管M3、PNP管Q1、PNP管Q2以及电阻R1、电阻R2、电阻R3和电阻R4。PMOS管M1和PNP管Q1连接在电源电压VDD和地之间的第一支路，PMOS管M2、电阻R2和PNP管Q2连接在电源电压VDD和地之间的第二支路，PMOS管M3和电阻R4连接在电源电压VDD和地之间的第三支路，电阻R1连接在PMOS管M1和PNP管Q1的中间节点与地之间，电阻R3连接在PMOS管M2和电阻R2的中间节点与地之间。PMOS管M1、PMOS管M2以及PMOS管M3的控制端彼此连接从而构成镜像电流源。PNP管Q1和PNP管Q2的控制端接地。误差放大器OP1的反相输入端与PMOS管M1和PNP管Q1连接于节点A，正相输入端与PMOS管M2和电阻R1连接于节点B，输出端与PMOS管M1和PMOS管M2的控制端连接。
与上述实施例中的带隙基准电压源200相同，带隙基准电压源300中的电流IR2为PTAT电流，即IR2＝VTInN/R1，电阻R1和电阻R3上的电流相等，即IR1＝IR3＝VBE1/R1，因为VBE1具有负温度系数，所以电流IR1和电流IR3为NTC(Negative Temperature Coefficient，负温度系数)电流。又因为流经PMOS管M2的电流I2＝IR2+IR3，在电流I2中既包括正温度系数的分量，又包括负温度系数的分量，所以电流I2为ZTC(zero temperature coefficient，零温度系数)电流。又因为PMOS管M3与PMOS管M2构成镜像电流源，因此可以得到：
Figure BDA0002598149160000061
结合上式可以得到带隙基准电压为：
Figure BDA0002598149160000062
现有技术的带隙基准电压源通过在电路中并联电阻的方式来减小输出的带隙基准电压的电压值，但是这种方法会增大芯片的面积，增加电路的功耗。
图4示出根据本发明实施例的带隙基准电压源的结构示意图。如图4所示，带隙基准电压源400包括：电荷泵电路410、振荡电路420、逻辑电路430、基准电路440以及采样保持电路450。电荷泵电路410用于根据电源电压VDD产生一供电电压VDD_PUMP。进一步的，电荷泵电路410用于产生两倍于所述电源电压VDD的供电电压VDD_PUMP。基准电路440连接至所述电荷泵电路410的输出端，基准电路440用于根据所述供电电压VDD_PUMP产生一输出电压VBG。采样保持电路450与所述基准电路440连接，用于对所述基准电路440的输出电压VBG进行采样保持，以输出带隙基准电压VREF。
需要说明，本实施例的基准电路440的电路结构和工作原理与图1所示的带隙基准电压源100相同，在此不再赘述。
进一步的，采样保持电路450包括开关K1和开关K2、电阻R3和电阻R4以及电容C1和电容C2。开关K1的第一端连接至基准电路440的输出端，第二端与电阻R3的第一端连接，电阻R3的第二端与电容C1的第一端连接于节点C，电容C1的第二端接地。开关K2的第一端与节点C连接，第二端与电阻R4的第一端连接，电阻R4的第二端与电容C2的第一端连接于节点D，电容C2的第二端接地。其中，开关K1和开关K2在每个开关周期内导通预定时间，从而在所述节点D输出所述带隙基准电压VREF。
逻辑电路430用于产生第一开关信号Vg1和第二开关信号Vg2，第一开关信号Vg1和第二开关信号Vg2分别用于控制所述开关K1和开关K2的导通和关断，以对所述基准电路440的输出电压VBG进行采样保持。
进一步的，带隙基准电压源400还包括电平转换电路460，电平转换电路460用于对第一开关信号Vg1和第二开关信号Vg2进行电平转换以驱动开关K1和开关K2，以保证在低压电路条件下第一开关信号Vg1和第二开关信号Vg2可以正常控制开关K1和开关K2的导通和关断。
振荡器电路420用于根据所述第一开关信号Vg1向所述电荷泵电路410提供一时钟信号CLK，所述电荷泵电路410在所述时钟信号CLK的控制下通过“泵送”负载电容来进行储能，可以使得电源电压VDD升高以产生所述供电电压VDD_PUMP。
在本实施例中，电荷泵电路410、振荡器电路420以及逻辑电路430采用电源电压VDD作为其的内部供电电压，基准电路440的供电电压由电荷泵电路410提供，电荷泵电路410通过向基准电路440提供电压值为电源电压VDD的2倍的供电电压VDD_PUMP，使得基准电路440可以正常工作在低压电路中，因此本实施例的带隙基准电压源400能够在较低的电源电压下正常工作，同时不影响带隙基准电压的精度。
进一步的，在采样阶段，电荷泵电路410、振荡器电路420以及基准电路440工作，采样保持电路450输出带隙基准电压VREF，在保持阶段，电荷泵电路410、振荡器电路420以及基准电路440关闭，通过电容C1和电容C2来存储电荷以维持带隙基准电压VREF。因为电荷泵电路410、振荡器电路420以及基准电路440仅在采样阶段工作，可以有效地减小电路的实际功耗，从而使得本实施例的带隙基准电压源400具有极低的功耗。
进一步的，本实施例的开关K1和开关K2例如采用NMOS(Negative Channel MetalOxide Semiconductor，N型金属氧化物半导体场效应晶体管)管。在其他实施例中，开关K1和开关K2也可以是其他种类的晶体管，例如达林顿管、双极性晶体管以及绝缘栅双极性晶体管等。
图5示出根据本发明实施例的带隙基准电压源的开关时序图。在图5中，当第一开关信号Vg1为高电平时，采样保持电路450中的开关K1导通，当第一开关信号Vg1为低电平时，采样保持电路450中的开关K1关断；当第二开关信号Vg2为高电平时，采样保持电路450中的开关K2导通，当第二关信号Vg2为低电平时，采样保持电路450中的开关K2关断。下面结合图4和图5对本发明实施例的带隙基准电压源的工作原理进行详细说明。
如图5所示，在每个开关周期T中的第一时间段T1中，第一开关信号Vg1为高电平，开关K1导通，电荷泵电路410、振荡器电路420以及基准电路440开启并工作，当基准电路440的输出电压VBG建立之后，向电容C1充电，节点C的电压上升。在开关K1导通开始经过第一预定时间t1(例如1/16T)之后，节点C的电压建立完成，第二开关信号Vg2变为高电平，开关K2导通，将节点C的电位传递至节点D，并输出为带隙基准电压VREF。开关K2导通第二时间段T2后，第一开关信号Vg1和第二开关信号Vg2翻转为低电平，开关K1和开关K2关断，同时电荷泵电路410、振荡器电路420以及基准电路440关闭，由电容C2存储电荷以维持带隙基准电压VREF的稳定。示例的，第一时间段T1＝1/8T，第二时间段T2＝1/16T，由于在每个开关周期T中电荷泵电路410、振荡器电路420以及基准电路440仅开启1/8T，从而可将电路的实际功耗降低至原来功耗的1/8T，达到低功耗的目的。
进一步的，由于电荷泵电路410在关闭过程中开关K2左侧的电压变化会影响电容C2中存储的电荷，继而导致带隙基准电压VREF的波动，因此，在每个开关周期T中，在关闭电荷泵电路410之前，先关断开关K2，经过第二预定时间t2之后，再关断开关K1，避免电荷泵电路410关闭时影响节点D的电位的稳定。
综上所述，本发明实施例的带隙基准电压源包括电荷泵电路、基准电路以及采样保持电路，电荷泵电路用于根据电源电压产生一供电电压，基准电路根据该供电电压产生一输出电压，采样保持电路用于对基准电路的输出电压进行采样保持，以输出带隙基准电压。通过电荷泵电路向基准电路提供电压值为电源电压的2倍的供电电压，使得基准电路可以正常工作在低压电路中，同时不影响带隙基准电压的精度。本发明的带隙基准电压源在较大范围的电源电压范围内都能稳定工作，并对电源电压不敏感，因此可以在较低的电源电压下正常工作。
进一步的，本发明的电荷泵电路、振荡器电路以及基准电路仅在采样阶段工作，可以有效地减小电路的实际功耗，从而使得本发明实施例的带隙基准电压源具有极低的功耗。
应当说明，尽管在本文中，将器件说明为某种N沟道或P沟道器件、或者某种N型或者P型掺杂区域，然而本领域的普通技术人员可以理解，根据本发明，互补器件也是可以实现的。本领域的普通技术人员可以理解，导电类型是指导电发生的机制，例如通过空穴或者电子导电，因此导电类型不涉及掺杂浓度而涉及掺杂类型，例如P型或者N型。本领域普通技术人员可以理解，本文中使用的与电路运行相关的词语“期间”、“当”和“当……时”不是表示在启动动作开始时立即发生的动作的严格术语，而是在其与启动动作所发起的反应动作(reaction)之间可能存在一些小的但是合理的一个或多个延迟，例如各种传输延迟等。本文中使用词语“大约”或者“基本上”意指要素值(element)具有预期接近所声明的值或位置的参数。然而，如本领域所周知的，总是存在微小的偏差使得该值或位置难以严格为所声明的值。本领域已恰当的确定了，至少百分之十(10％)(对于半导体掺杂浓度，至少百分之二十(20％))的偏差是偏离所描述的准确的理想目标的合理偏差。当结合信号状态使用时，信号的实际电压值或逻辑状态(例如“1”或“0”)取决于使用正逻辑还是负逻辑。
此外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (10)

1.一种带隙基准电压源，其特征在于，包括：
电荷泵电路，用于根据电源电压产生一供电电压；
基准电路，连接至所述电荷泵电路的输出端，用于根据所述供电电压产生一输出电压；以及
采样保持电路，与所述基准电路连接，用于对所述基准电路的输出电压进行采样保持，以输出带隙基准电压。
2.根据权利要求1所述的带隙基准电压源，其特征在于，所述采样保持电路包括：
第一开关，第一端连接至所述基准电路的输出端；
第一电阻，第一端与所述第一开关的第二端连接；
第一电容，第一端与所述第一电阻的第二端连接于第一节点，第二端接地；
第二开关，第一端与所述第一节点连接；
第二电阻，第一端与所述第二开关的第二端连接；以及
第二电容，第一端与所述第二电阻的第二端连接于第二节点，第二端接地，
其中，所述第一开关和所述第二开关在每个开关周期内导通预定时间，以在所述第二节点输出所述带隙基准电压。
3.根据权利要求2所述的带隙基准电压源，其特征在于，所述第一开关在每个开关周期中导通第一时间段，所述第二开关在每个开关周期中导通第二时间段，
其中，所述第一时间段和所述第二时间段是所述开关周期中重叠的时间段。
4.根据权利要求3所述的带隙基准电压源，其特征在于，在每个开关周期中，所述第二开关延迟所述第一开关第一预定时间导通，从而在所述第一时间段开始和所述第二时间段开始之前插入第一预定时间。
5.根据权利要求4所述的带隙基准电压源，其特征在于，在每个开关周期中，所述第一开关延迟所述第二开关第二预定时间关断，从而在所述第二时间段结束和所述第一时间段结束之前插入第二预定时间。
6.根据权利要求5所述的带隙基准电压源，其特征在于，还包括：
逻辑电路，用于产生第一开关信号和第二开关信号，其中，所述第一开关信号和所述第二开关信号分别用于控制所述第一开关和所述第二开关的导通和关断，以对所述基准电路的输出电压进行采样保持。
7.根据权利要求6所述的带隙基准电压源，其特征在于，还包括：
电平转换电路，连接于所述逻辑电路和所述采样保持电路之间，所述电平转换电路用于对所述第一开关信号和所述第二开关信号进行电平转换以驱动所述第一开关和所述第二开关。
8.根据权利要求6所述的带隙基准电压源，其特征在于，还包括：
振荡器电路，用于根据所述第一开关信号向所述电荷泵电路提供一时钟信号，所述电荷泵电路在所述时钟信号的控制下根据所述电源电压产生所述供电电压。
9.根据权利要求8所述的带隙基准电压源，其特征在于，所述电荷泵电路、所述逻辑电路以及所述振荡器电路的内部供电电压为所述电源电压。
10.根据权利要求2所述的带隙基准电压源，其特征在于，所述第一开关和所述第二开关选自N型金属氧化物半导体场效应晶体管。
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