CN111988070B - 一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法 - Google Patents

一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111988070B
CN111988070B CN202010876665.4A CN202010876665A CN111988070B CN 111988070 B CN111988070 B CN 111988070B CN 202010876665 A CN202010876665 A CN 202010876665A CN 111988070 B CN111988070 B CN 111988070B
Authority
CN
China
Prior art keywords
formula
matrix
diagonal
shared
kth
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010876665.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111988070A (zh
Inventor
王文帝
尹华锐
陈晓辉
王卫东
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
University of Science and Technology of China USTC
Original Assignee
University of Science and Technology of China USTC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by University of Science and Technology of China USTC filed Critical University of Science and Technology of China USTC
Priority to CN202010876665.4A priority Critical patent/CN111988070B/zh
Publication of CN111988070A publication Critical patent/CN111988070A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111988070B publication Critical patent/CN111988070B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/391—Modelling the propagation channel
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/391—Modelling the propagation channel
    • H04B17/3912—Simulation models, e.g. distribution of spectral power density or received signal strength indicator [RSSI] for a given geographic region
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0426—Power distribution
    • H04B7/043—Power distribution using best eigenmode, e.g. beam forming or beam steering
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

本发明公开了一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法，其步骤包括：1、在利用相移器矩阵调节不同波束指向的基础上，利用共享幅度加权降低波束间干扰；2、对于可调共享幅度加权，利用最优化方法进行权值设计；3、对于固定共享幅度加权，利用窗函数进行空间域滤波，进一步降低旁瓣水平。本发明能降低成本和系统开销，仅依赖于波束方向即可实现波束赋形，并使得模拟波束成形能支持多数据流传输。

Description

一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法
技术领域
本发明属于未来5G毫米波大规模天线阵列通信技术领域，具体涉及一种共享幅度加权模拟波束成形的设计方法。
背景技术
未来5G通信需要更大的带宽，更高的数据速率和频谱效率。毫米波频段拥有巨大的未授权频谱资源，被认为是5G通信中很有前景的选择；同时大规模天线阵列技术通过获得更高的天线增益来抵抗路损；另外，为了提高天线方向增益，提高覆盖能力，波束成型技术得到广泛关注。波束成形技术分为模拟域波束成形和数字域波束成形。模拟域波束成形多数情况通过相移器网络进行实现，实现成本低，但是只适用于单流传输。数字域波束成形通过迫零预编码等技术消除多流之间的干扰，但是硬件成本较高，并且需要已知等效信道信息，信道估计开销大。
针对多用户情况，前人提出很多混合波束成形方案，其中包括：《电气和电子工程师协会无线通信学报》(2016年12月出版15卷11期7258–7271页)提出的通过压缩感知技术估计信道信息，并对于信道矩阵进行奇异值(SVD)分解获得预编码矩阵的方案；以及《电气和电子工程师协会通信选域期刊》(2017年6月出版35卷7期1576-1590页)文章提出的通过波束训练，来获得模拟域预编码矩阵的方案。但是这些方案均存在训练开销较大，计算复杂度较高的缺点，所以多是利用信道互易性，在上行完成复杂的信道估计或者波束训练过程，再以此设计下行波束成形。但是实际上，由于同相正交失衡等多种因素的存在，射频链在上下行是不满足互易性的。此外由于频偏，有限精度反馈等问题的存在，信道获取将不可避免存在误差，这将导致混合波束成形性能严重下降。
传统模拟域恒幅度相移网络的波束赋形方法面临链路间干扰引起的链路数目严重受限的问题；全数字实现和混合波束赋形方法受制于成本、器件供应链等原因使得毫米波通信系统在实用化中面临很大的挑战；波束赋形方法对于信道(等效信道)估计误差敏感，且需要高额系统开销，限制了相关波束赋形技术在上行链路的运用。
发明内容
本发明是为了解决上述现有技术存在的不足之处，提出一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束赋形方法，以期能降低成本和系统开销，仅依赖于波束方向即可实现波束赋形，并使得模拟波束成形能支持多数据流传输。
本发明为达到上述发明目的，采用如下技术方案：
本发明一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法的特点是应用于由一个基站与K个用户端所构成的下行通信网络环境中；假设所述基站的天线有NBS根，射频链数为NRF，K个用户端为单天线，且射频链数为一条；
步骤1、令第k个用户端的信道采用如式(1)所示的莱斯信道模型hk：
Figure BDA0002652801540000021
式(1)中，vk为第k个用户端信道的莱斯因子，hL,k为所述基站与第k个用户端的直视径信道；并有：
Figure BDA0002652801540000022
式(2)中，
Figure BDA0002652801540000023
为第k个用户端直视径信道的下行离开角，
Figure BDA0002652801540000024
为离开角为
Figure BDA0002652801540000025
的天线阵列响应矢量；
式(1)中，hN,k为所述基站与第k个用户端的散射径信道，并有：
Figure BDA0002652801540000026
式(3)中，L为用户端的散射径信道条数，ak,l为第k个用户端第l条散射径的路径系数，
Figure BDA0002652801540000027
为第k个用户端第l条散射径信道的下行离开角，
Figure BDA0002652801540000028
为离开角为
Figure BDA0002652801540000029
的天线阵列响应矢量；
步骤2、令基站采用等距线阵天线，则利用式(4)得到离开角为θ的天线阵列响应矢量a(θ)：
Figure BDA00026528015400000210
式(4)中，d表示天线间距，λ表示波长；j为虚数单位，且
Figure BDA00026528015400000211
步骤3、假设基站具有K×1的原始信号s要向K个用户端发送，则利用式(5)得到共享幅度加权模拟波束成形矩阵FRF：
FRF＝WF (5)
式(5)中，F是NBS×NRF维第一级模拟域预编码矩阵，由相移器网络构成，且所述第一级模拟域预编码矩阵F中的元素满足如式(6)所示的幅度限制：
Figure BDA0002652801540000031
式(5)中，(F)m,n为矩阵F的第m行，第n列个元素，W为NBS×NBS维对角共享幅度加权矩阵，由功率放大器构成，且所述对角共享幅度加权矩阵W中的元素满足如式(7)所示的功率约束：
Figure BDA0002652801540000032
步骤4、设计共享幅度权值：
若共享幅度权值可调；则执行步骤4.1和步骤4.2；
若共享幅度权值固定；则执行步骤4.3；
步骤4.1、在已知信道状态信息的情况下，固定第一级模拟域预编码矩阵F，考虑对角共享幅度加权矩阵W的功率约束，并最大化K个用户端总的可达速率，从而利用式(8)所示的凸问题优化方法对共享幅度权值进行建模，得到共享幅度权值可调模型：
Figure BDA0002652801540000033
式(8)中，γk表示第k个用户的信干噪比；qk表示对应于第k个用户的中间变量；
Figure BDA0002652801540000034
表示第t次迭代过程对于式(8)进行求解得到的对应于第k个用户的中间变量，
Figure BDA0002652801540000035
表示以第一级模拟域预编码矩阵F的第k列为对角线元素形成的对角矩阵；H表示共轭转置；
Figure BDA0002652801540000036
表示共享幅度权值矩阵W对角线元素组成矢量的复数取值向量；
Figure BDA0002652801540000037
表示第t次迭代过程对于式(8)进行求解得到的共享幅度权值矩阵W对角线元素组成矢量的复数取值向量；
Figure BDA0002652801540000038
表示噪声的方差；
步骤4.2、利用内点法对所述共享幅度权值可调模型进行求解，得到复数向量
Figure BDA0002652801540000039
并对复数向量
Figure BDA00026528015400000310
中的各元素取模值，所得的结果作为对角共享幅度加权矩阵W的各对角元素；
步骤4.3，利用式(9)所示的凯瑟窗进行共享幅度权值的设计：
Figure BDA0002652801540000041
式(9)中，Wm表示对角共享幅度加权矩阵W的第m个对角线元素，β表示调节因子，用于实现波束主瓣宽度和旁瓣水平的调节；I0表示第一类零阶修正贝塞尔函数；α表示功率归一化因子；
步骤5、设计相移器矩阵：
步骤5.1、利用波束训练方法采集各个用户端直视径信道的离开角，并构成离开角集合ΦA＝{φA,1,φA,2,…,φA,k,…,φA,K}，φA,k表示第k个用户端直视径信道的离开角；
步骤5.2、利用式(10)设计第一级模拟域预编码矩阵F的第k列fk：
Figure BDA0002652801540000042
式(10)中，
Figure BDA0002652801540000043
是对于括号中的相位值进行量化操作；
步骤5.3、若共享幅度权值可调，则利用式(11)设计最终相移器网络矩阵Ffinal：
Figure BDA0002652801540000044
式(11)中，WPH表示相位矩阵，并有：
Figure BDA0002652801540000045
式(12)中，Diag(·)表示以括号中的向量作为对角线元素形成的对角矩阵；
Figure BDA0002652801540000046
表示由向量
Figure BDA0002652801540000047
各元素的相位构成的向量；
若共享幅度权值固定，则第一级模拟域预编码矩阵F即为最终相移器网络矩阵。
与已有技术相比，本发明既不需要进行复杂度很高的完整信道信息估计，也降低了硬件复杂度，并且提高了系统对于器件不完美性的鲁棒性。本发明提出的共享幅度加权模拟波束成形技术，其有益技术效果体现在：
1、本发明作为纯模拟域波束成型方法，在多径稀疏的场景中，结合简单的用户调度，支持多用户，大大降低了多用户间干扰，解决了纯模拟波束成形方案的固有缺陷；
2、本发明只必需各个用户端直视径信道的离开角，不必需各个用户端散射径信道的离开角和路径系数，大大降低了训练开销；
3、本发明在去掉数字波束成形部分之外又不引入额外的硬件组件，从而大大降低了系统硬件成本，共享幅度权值可固定设计，不需额外控制，又提高能效；
4、数字波束成形的性能严重依赖于等效信道信息的准确性，而本发明去掉数字波束成形部分，因此在等效信道不易准确获得的场景中，如器件不完美性严重，频偏严重，有限信道反馈等场景中，大大提高了波束成形性能的鲁棒性。
本发明使得纯模拟域波束成形架构应用于多用户通信场景。
附图说明
图1为本发明共享幅度加权模拟波束赋形架构图；
图2为本发明在不同传输符号信噪比下的性能仿真图及与其他算法的对比图，其中各用户只有直视径信道，无散射径信道。
图3为本发明在不同传输符号信噪比下的性能仿真图及与其他算法的对比图，其中各用户除了直视径信道外，有1条散射径信道，莱斯因子均为15dB。
图4为本发明在不同传输符号信噪比下的性能仿真图及与其他算法的对比图，其中各用户除了直视径信道外，有3条散射径信道，莱斯因子均为10dB。
具体实施方式
本实施例中，一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法，包括如下过程：首先，基站端根据各用户直视径信道离开角进行服务用户的选择；之后，根据共享幅度权值是否可调，进行共享幅度权值和相移器权值的分别设计。具体的说，如图1所示，是应用于由一个基站与K个用户端所构成的下行通信网络环境中；假设基站的天线有NBS根，射频链数为NRF，K个用户端为单天线，且射频链数为一条；
步骤1、令第k个用户端的信道采用如式(1)所示的莱斯信道模型hk：
Figure BDA0002652801540000051
式(1)中，vk为第k个用户端信道的莱斯因子，hL,k为基站与第k个用户端的直视径信道；并有：
Figure BDA0002652801540000052
式(2)中，
Figure BDA0002652801540000053
为第k个用户端直视径信道的下行离开角，
Figure BDA0002652801540000054
为离开角为
Figure BDA0002652801540000055
的天线阵列响应矢量；
式(1)中，hN,k为基站与第k个用户端的散射径信道，并有：
Figure BDA0002652801540000061
式(3)中，L为用户端的散射径信道条数，ak,l为第k个用户端第l条散射径的路径系数，
Figure BDA0002652801540000062
为第k个用户端第l条散射径信道的下行离开角，
Figure BDA0002652801540000063
为离开角为
Figure BDA0002652801540000064
的天线阵列响应矢量；
步骤2、令基站采用等距线阵天线，则利用式(4)得到离开角为θ的天线阵列响应矢量a(θ)：
Figure BDA0002652801540000065
式(4)中，d表示天线间距，λ表示波长；j为虚数单位，
Figure BDA0002652801540000066
步骤3、假设基站具有K×1的原始信号s要向K个用户端发送，则利用式(5)得到共享幅度加权模拟波束成形矩阵FRF：
FRF＝WF (5)
式(5)中，F是NBS×NRF维第一级模拟域预编码矩阵，由相移器网络构成，且第一级模拟域预编码矩阵F中的元素满足如式(6)所示的幅度限制：
Figure BDA0002652801540000067
式(5)中，(F)m,n为矩阵F的第m行，第n列个元素，W为NBS×NBS维对角共享幅度加权矩阵，由功率放大器构成，且对角共享幅度加权矩阵W中的元素满足如式(7)所示的功率约束：
Figure BDA0002652801540000068
步骤4、设计共享幅度权值：
若共享幅度权值可调；则执行步骤4.1和步骤4.2；
若共享幅度权值固定；则执行步骤4.3；
步骤4.1、在已知信道状态信息的情况下，固定第一级模拟域预编码矩阵F，考虑对角共享幅度加权矩阵W的功率约束，并最大化K个用户端总的可达速率，从而利用式(8)所示的非凸问题优化方法对共享幅度权值进行建模：
Figure BDA0002652801540000071
式(8)中，Wm表示对角矩阵W的第m个对角线元素。fk表示矩阵F的第k列，
Figure BDA00026528015400000720
表示噪声的方差。
利用式(9)将共享幅度权值为正实数的约束扩展为复数取值：
Figure BDA0002652801540000072
式(9)中，
Figure BDA0002652801540000073
为对角线上每个元素的幅值等于W的对应元素值的复对角矩阵；矩阵WPH为
Figure BDA0002652801540000074
的相位矩阵，WPH对角线上第m个元素为
Figure BDA0002652801540000075
Figure BDA0002652801540000076
表示
Figure BDA0002652801540000077
的第m个对角线元素；
Figure BDA0002652801540000078
表示
Figure BDA0002652801540000079
的第m个对角线元素的相位值。
利用式(10)定义经过相位改变的第一级模拟域预编码矩阵
Figure BDA00026528015400000710
Figure BDA00026528015400000711
则对于W和F的设计转化为对于
Figure BDA00026528015400000712
和
Figure BDA00026528015400000713
的设计，使得问题更易于求解。
Figure BDA00026528015400000714
Figure BDA00026528015400000715
式(11)表示将式(8)中共享幅度权值为正实数的约束扩展为复数取值之后的待求解问题：
式(11)中，
Figure BDA00026528015400000716
是
Figure BDA00026528015400000717
的对角线元素组成的向量，
Figure BDA00026528015400000718
是以
Figure BDA00026528015400000719
的第k列为对角线元素形成的对角矩阵。对于该问题，我们通过引入辅助变量的方式，首先解决目标函数的非凸性；接着通过连续凸近似的方法，将非凸约束进行凸近似；最后，求解式(12)中的凸问题进行W的设计：
Figure BDA0002652801540000081
式(12)中，γk表示第k个用户的信干噪比；qk表示对应于第k个用户的中间变量；
Figure BDA0002652801540000082
表示第t次迭代过程对于式(12)进行求解得到的对应于第k个用户的中间变量，
Figure BDA0002652801540000083
表示以第一级模拟域预编码矩阵F的第k列为对角线元素形成的对角矩阵；H表示共轭转置；
Figure BDA0002652801540000084
表示第t次迭代过程对于式(12)进行求解得到的共享幅度权值矩阵W对角线元素组成矢量的复数取值向量；
步骤4.2、利用内点法对共享幅度权值可调模型进行求解，得到复数向量
Figure BDA0002652801540000085
并对复数向量
Figure BDA0002652801540000086
中的各元素取模值，所得的结果作为对角共享幅度加权矩阵W的各对角元素；
步骤4.3、在共享幅度权值固定的情况下，借用时域DFT中的时域窗函数抑制频谱泄露的思想，对发送天线阵列信号利用空间窗函数降低旁瓣增益，进而提高不同波束之间的空间正交性。利用式(13)所示的凯瑟窗进行共享幅度权值的设计：
Figure BDA0002652801540000087
式(13)中，Wm表示对角共享幅度加权矩阵W的第m个对角线元素，β表示调节因子，用于实现波束主瓣宽度和旁瓣水平的调节；I0表示第一类零阶修正贝塞尔函数；α表示功率归一化因子。
步骤5、在固定的共享幅度权值设计中，不需要任何信道相关知识。相应地，采用一种低信道估计开销的相移器矩阵设计方案：
步骤5.1、利用波束训练方法采集各个用户端直视径信道的离开角，并构成离开角集合ΦA＝{φA,1,φA,2,…,φA,k,…,φA,K}，φA,k表示第k个用户端直视径信道的离开角；
步骤5.2、利用式(14)设计第一级模拟域预编码矩阵F的第k列fk：
Figure BDA0002652801540000091
式(14)中，
Figure BDA0002652801540000092
是对于括号中的相位值进行量化操作；
步骤5.3、若共享幅度权值可调，则利用式(15)设计最终相移器网络矩阵Ffinal：
Figure BDA0002652801540000093
式(15)中，WPH表示相位矩阵，并有：
Figure BDA0002652801540000094
式(16)中，Diag(·)表示以括号中的向量作为对角线元素形成的对角矩阵。
Figure BDA0002652801540000095
表示由向量
Figure BDA0002652801540000096
各元素的相位构成的向量。
若共享幅度权值固定，则第一级模拟域预编码矩阵F即为最终相移器网络矩阵。
本发明的共享幅度权值模拟波束成形方案达到的系统总可达速率的由仿真图2，图3，图4表现出来。其中关于仿真参数的设置：NBS＝128,NRF＝16,K＝16。仿真图中引入了三种不同的波束成形方法的对比：1)本发明提出的共享幅度加权模拟波束成形方法；2)传统的混合波束成形方法，即首先进行信道矩阵奇异值分解，之后对于最大奇异值对应的奇异值向量进行相位提取和量化，来设计模拟域预编码矩阵，接着进行有效信道的估计，数字域波束成形时基于估计所得的有效信道进行迫零预编码实现；3)传统的模拟波束成型方法，即共享幅度权值固定为等值矢量。以完美信道状态信息下的混合波束成形方案作为性能衡量标准。图2，图3，图4横坐标为信号传输信噪比(单位为dB)，纵坐标为总的可达速率，表示了采用本发明在不同信道多径数和莱斯系数，以及不同导频信噪比下的性能仿真图，以及与其他算法的对比。
从图2中看出，在仅有直视径的情况下，可调共享幅度加权模拟波束成形性能十分接近完美信道状态信息下的混合波束成型，而固定共享幅度加权模拟波束成形和可调共享幅度加权模拟波束成形之间性能差别不大。从图3，图4中看出在信道多径数增多，莱斯因子减小，共享幅度加权模拟波束成形性能会有降低，但是在高传输信号信噪比区域仍然优于基于估计等效信道的混合波束成型方法。尤其是当导频信噪比较低的时候，共享幅度加权模拟波束成形的性能远优于基于估计等效信道的混合波束成型方法，并且有很好的鲁棒性。

Claims (1)

1.一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法，其特征是应用于由一个基站与K个用户端所构成的下行通信网络环境中；假设所述基站的天线有NBS根，射频链数为NRF，K个用户端为单天线，且射频链数为一条；
步骤1、令第k个用户端的信道采用如式(1)所示的莱斯信道模型hk：
Figure FDA0002652801530000011
式(1)中，vk为第k个用户端信道的莱斯因子，hL,k为所述基站与第k个用户端的直视径信道；并有：
Figure FDA0002652801530000012
式(2)中，
Figure FDA0002652801530000013
为第k个用户端直视径信道的下行离开角，
Figure FDA0002652801530000014
为离开角为
Figure FDA0002652801530000015
的天线阵列响应矢量；
式(1)中，hN,k为所述基站与第k个用户端的散射径信道，并有：
Figure FDA0002652801530000016
式(3)中，L为用户端的散射径信道条数，ak,l为第k个用户端第l条散射径的路径系数，
Figure FDA0002652801530000017
为第k个用户端第l条散射径信道的下行离开角，
Figure FDA0002652801530000018
为离开角为
Figure FDA0002652801530000019
的天线阵列响应矢量；
步骤2、令基站采用等距线阵天线，则利用式(4)得到离开角为θ的天线阵列响应矢量a(θ)：
Figure FDA00026528015300000110
式(4)中，d表示天线间距，λ表示波长；j为虚数单位，且
Figure FDA00026528015300000111
步骤3、假设基站具有K×1的原始信号s要向K个用户端发送，则利用式(5)得到共享幅度加权模拟波束成形矩阵FRF：
FRF＝WF (5)
式(5)中，F是NBS×NRF维第一级模拟域预编码矩阵，由相移器网络构成，且所述第一级模拟域预编码矩阵F中的元素满足如式(6)所示的幅度限制：
Figure FDA00026528015300000112
式(5)中，(F)m,n为矩阵F的第m行，第n列个元素，W为NBS×NBS维对角共享幅度加权矩阵，由功率放大器构成，且所述对角共享幅度加权矩阵W中的元素满足如式(7)所示的功率约束：
Figure FDA0002652801530000021
步骤4、设计共享幅度权值：
若共享幅度权值可调；则执行步骤4.1和步骤4.2；
若共享幅度权值固定；则执行步骤4.3；
步骤4.1、在已知信道状态信息的情况下，固定第一级模拟域预编码矩阵F，考虑对角共享幅度加权矩阵W的功率约束，并最大化K个用户端总的可达速率，从而利用式(8)所示的凸问题优化方法对共享幅度权值进行建模，得到共享幅度权值可调模型：
Figure FDA0002652801530000022
式(8)中，γk表示第k个用户的信干噪比；qk表示对应于第k个用户的中间变量；
Figure FDA0002652801530000023
表示第t次迭代过程对于式(8)进行求解得到的对应于第k个用户的中间变量，
Figure FDA0002652801530000024
表示以第一级模拟域预编码矩阵F的第k列为对角线元素形成的对角矩阵；H表示共轭转置；
Figure FDA0002652801530000025
表示共享幅度权值矩阵W对角线元素组成矢量的复数取值向量；
Figure FDA0002652801530000026
表示第t次迭代过程对于式(8)进行求解得到的共享幅度权值矩阵W对角线元素组成矢量的复数取值向量；
Figure FDA0002652801530000027
表示噪声的方差；
步骤4.2、利用内点法对所述共享幅度权值可调模型进行求解，得到复数向量
Figure FDA0002652801530000028
并对复数向量
Figure FDA0002652801530000029
中的各元素取模值，所得的结果作为对角共享幅度加权矩阵W的各对角元素；
步骤4.3，利用式(9)所示的凯瑟窗进行共享幅度权值的设计：
Figure FDA00026528015300000210
式(9)中，Wm表示对角共享幅度加权矩阵W的第m个对角线元素，β表示调节因子，用于实现波束主瓣宽度和旁瓣水平的调节；I0表示第一类零阶修正贝塞尔函数；α表示功率归一化因子；
步骤5、设计相移器矩阵：
步骤5.1、利用波束训练方法采集各个用户端直视径信道的离开角，并构成离开角集合ΦA＝{φA,1,φA,2,…,φA,k,…,φA,K}，φA,k表示第k个用户端直视径信道的离开角；
步骤5.2、利用式(10)设计第一级模拟域预编码矩阵F的第k列fk：
Figure FDA0002652801530000031
式(10)中，
Figure FDA0002652801530000032
是对于括号中的相位值进行量化操作；
步骤5.3、若共享幅度权值可调，则利用式(11)设计最终相移器网络矩阵Ffinal：
Figure FDA0002652801530000033
式(11)中，WPH表示相位矩阵，并有：
Figure FDA0002652801530000034
式(12)中，Diag(·)表示以括号中的向量作为对角线元素形成的对角矩阵；
Figure FDA0002652801530000035
表示由向量
Figure FDA0002652801530000036
各元素的相位构成的向量；
若共享幅度权值固定，则第一级模拟域预编码矩阵F即为最终相移器网络矩阵。
CN202010876665.4A 2020-08-27 2020-08-27 一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法 Active CN111988070B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010876665.4A CN111988070B (zh) 2020-08-27 2020-08-27 一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010876665.4A CN111988070B (zh) 2020-08-27 2020-08-27 一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111988070A CN111988070A (zh) 2020-11-24
CN111988070B true CN111988070B (zh) 2021-10-01

Family

ID=73441092

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010876665.4A Active CN111988070B (zh) 2020-08-27 2020-08-27 一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111988070B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112165346B (zh) * 2020-09-21 2022-07-12 合肥芯谷微电子有限公司 一种毫米波通信共享幅度加权模拟波束赋形优化方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110808767A (zh) * 2019-10-14 2020-02-18 中国传媒大学 毫米波多天线中继系统中一种混合波束成型设计方案

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105306125B (zh) * 2015-11-16 2018-10-16 江苏中兴微通信息科技有限公司 非对称共享型混合波束成型收发装置
CN108923833B (zh) * 2018-06-22 2021-06-29 南京航空航天大学 一种面向天线互耦效应抑制的发射端波束预编码方法
CN109347529B (zh) * 2018-10-25 2021-08-13 中国科学技术大学 一种对抗相移器不理想性的信道估计和混合波束成形方法
US10749566B2 (en) * 2018-11-13 2020-08-18 Qualcomm Incorporated Dynamically adjustable radio-frequency (RF) front-end
CN109462430A (zh) * 2019-01-04 2019-03-12 电子科技大学 多天线共生无线通信系统、信号传输及波束赋形优化方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110808767A (zh) * 2019-10-14 2020-02-18 中国传媒大学 毫米波多天线中继系统中一种混合波束成型设计方案

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A High-Precision Hybrid Analog and Digital Beamforming Transceiver System for 5G Millimeter-Wave Communication;Ruoqiao Zhang; Jianyi Zhou; Ji Lan; Binqi Yang; Zhiqiang Yu;《IEEE Access》;20190619;B3012-B3023 *
毫米波通信低复杂度波束选择和用户调度算法;徐华正；余金澳；朱诗兵;《信号处理》;20200107;1854-1860 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN111988070A (zh) 2020-11-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6694155B1 (en) Downlink beamforming method
US7411547B2 (en) Antenna array including virtual antenna elements
US8508410B2 (en) Adaptive antenna beamforming
Vizziello et al. A Kalman based hybrid precoding for multi-user millimeter wave MIMO systems
Cheng et al. Hybrid beamforming for multi-carrier dual-function radar-communication system
Kaushik et al. Joint bit allocation and hybrid beamforming optimization for energy efficient millimeter wave MIMO systems
US11711123B2 (en) Millimeter wave-based multi-user massive MIMO-based hybrid beamforming system and analog precoder matrix acquisition method applied thereto
US20070099573A1 (en) Antenna array calibration for multi-input multi-output wireless communication systems
CN109347529B (zh) 一种对抗相移器不理想性的信道估计和混合波束成形方法
WO2018221431A1 (ja) 無線装置及び無線通信方法
CN109861933B (zh) 一种基于music算法和预编码的毫米波mimo信道估计方法
Wang et al. Hybrid beamforming with time delay compensation for millimeter wave MIMO frequency selective channels
CN111988070B (zh) 一种应用于毫米波通信的共享幅度加权模拟波束成形方法
Wang et al. Robust and low-overhead hybrid beamforming design with imperfect phase shifters in multi-user millimeter wave systems
Yan et al. Multiple RF chains assisted parallel beam search for mmWave hybrid beamforming systems
CN112165347B (zh) 一种毫米波纯模拟波束成形用户调度方法
CN114760647A (zh) 一种去蜂窝大规模mimo上行总速率一阶优化方法
Lee et al. Efficient channel AoD/AoA estimation using widebeams for millimeter wave MIMO systems
Eisenbeis et al. Channel estimation method for subarray based hybrid beamforming systems employing sparse arrays
Wang et al. Achievable sum rate loss of hybrid beamforming with imperfect phase shifters in multiuser millimeter wave systems
CN112165346B (zh) 一种毫米波通信共享幅度加权模拟波束赋形优化方法
Wang et al. A two time slot beam training scheme for massive mimo systems
Wang et al. Low complexity equalization algorithms for frequency selective millimeter wave channel
Abose et al. Hybrid beamforming for millimeter wave massive MIMO under hardware impairments and imperfect channel state information
Wang et al. Hybrid beamforming design and performance with imperfect phase shifters in multiuser millimeter wave systems

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant