CN111934575A - 一种列车辅助变流器输出电压平衡控制方法及介质 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，采用正序控制环与负序控制环同步结合的双环控制；在正序控制环中，通过辅助变流器负载端相电压u_a、u_b、u_c和相电流i_a、i_b、i_c得到两相坐标系统下的正序控制输出量u_α+ ^*和u_β+ ^*；在负序控制环中，通过辅助变流器负载端相电压u_a、u_b、u_c得到两相坐标系统下的负序控制输出量u_α‑ ^*和u_β‑ ^*；再通过u_α+ ^*、u_β+ ^*与u_α‑ ^*、u_β‑ ^*得到总控制输出量u_α ^*、u_β ^*，以控制列车辅助变流器中三相逆变器的驱动脉冲信号。本发明还公开了一种计算机可读存储介质，其上储存有计算机程序，计算机程序在被处理器执行时实现如上所述的控制方法。本发明的控制方法及介质均具有保证输出电压平衡等优点。

Description

一种列车辅助变流器输出电压平衡控制方法及介质

技术领域

本发明主要涉及轨道交通技术领域，特指一种列车辅助变流器输出电压平衡控制方法及介质。

背景技术

列车辅助变流器在某些不平衡负载引入时，会造成输出的三相电压不平衡；另外负载的异常工作及损坏也会导致电压出现明显的不平衡。辅助变流器输出电压的不平衡不仅会造成中线电流过大从而使线缆过热，而且会降低变压器的容量利用率，增加变压器损耗，危及安全运行。更严重的是，不平衡的三相输出电压会干扰电机、电力电子变换器等车载负载设备的正常工作，最终降低各设备的使用寿命以及增加运维成本。

目前针对三相逆变器输出电压不平衡的矫正措施主要从逆变器拓扑结构、控制策略两个方面着手。在逆变器拓扑结构方面，目前常见的拓扑形式为三相分裂电容式逆变拓扑、组合式三相逆变拓扑、三相四桥臂逆变拓扑以及插入三角形/星型变压器等。但是改变逆变器拓扑结构会造成主电路拓扑结构复杂、可靠性降低、体积/重量增加等负面影响。在控制策略方面，基本思路是抑制不平衡负载条件下控制环路中存在的2倍工频脉动分量。目前常见的做法是在传统比例积分控制器中引入能零稳态误差跟踪高次脉动分量的内膜控制器，如谐振控制器、重复控制器等；其中谐振控制器对脉动分量的增益受系统频率直接影响，尤其对于列车辅助变流器并联系统的系统频率随负载功率分配实时变化的场合性能有所折扣；重复控制器由于存在一个工频基波周期的固有延时，会影响系统动态响应性能。此外在正序、负序坐标系下分别控制正、负序变量的方法，由于各自坐标系下被控变量均表现为直流分量，基于传统的比例积分控制器即可实现无静差跟踪，然而输出不平衡电压的正、负序分离通常依赖数字滤波器，影响系统动态响应性能以及控制稳定性。

发明内容

本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种保证辅助变流器输出电压平衡的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法及介质。

为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案为：

一种列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，采用正序控制环与负序控制环同步结合的双环控制；在正序控制环中，通过辅助变流器负载端相电压u_a、u_b、u_c和相电流i_a、i_b、i_c得到两相坐标系统下的正序控制输出量u_α+ ^*和u_β+ ^*；在负序控制环中，通过辅助变流器负载端相电压u_a、u_b、u_c得到两相坐标系统下的负序控制输出量u_α- ^*和u_β- ^*；再通过u_α+ ^*、u_β+ ^*与u_α- ^*、u_β- ^*得到总控制输出量u_α ^*、u_β ^*，以控制列车辅助变流器中三相逆变器的驱动脉冲信号。

优选地，在列车辅助变流器包括多重辅助变流器时，各重辅助变流器间的功率分配采用P-f下垂控制来实现。

优选地，P-f下垂曲线呈S形且对应公式为：

式中：P₀、f₀为辅助变流器额定有功功率、额定频率；P、f为辅助变流器实时有功功率、实时频率；f_s为频率变化上下限的差值；k为有功功率下垂系数，可根据实际需求进行调节。

优选地，所述正序控制环的具体控制过程为：

S11、对辅助变流器负载端的相电压u_a、u_b、u_c进行变换，得到两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+，再将两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+变换为旋转坐标系的电压正序分量u_q+、u_d+；同时，将辅助变流器负载端的相电流i_a、i_b、i_c变换到旋转坐标系的电流正序分量i_q+、i_d+；

S12、将电压正序值u_q+与0做差得到正序输入控制误差u_qerr+，将u_d+与预设电压值u_dref做差得到正序输入控制误差u_derr+，对u_derr+和u_qerr+进行电压PI控制；

S13、通过步骤S12得到的值与电流正序分量i_q+和i_d+做差后进行电流PI控制，得到旋转坐标系下的正序控制输出量u_d+ ^*、u_q+ ^*；

S14、将旋转坐标系下的正序控制输出量u_d+ ^*、u_q+ ^*变换为两相坐标系下的正序控制输出量u_α+ ^*和u_β+ ^*。

优选地，从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系的变换矩阵为:

优选地，从两相静止坐标系转换到正序同步坐标系的转换矩阵为:

其中ωt为辅助变流器负载端A相电压的同步信号角频率。

优选地，所述负序控制环的具体控制过程为：

S21、对辅助变流器负载端的相电压u_a、u_b、u_c进行变换，得到两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+；将0与预设电压值u_dref进行变换得到两相静止坐标系下的电压值u_aref+、u_βref+；

S22、通过两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+与两相静止坐标系下的电压值u_aref+、u_βref+，得到负序输入控制误差u_aerr-、u_βerr-，再变换为旋转坐标系下的u_derr-、u_qerr-；

S23、ud_err-、u_qerr-进行电压PI控制，得到负序控制输出量u_d- ^*、u_q- ^*；

S24、将u_d- ^*、u_q- ^*变换为两相静止坐标系下的负序控制输出量u_α- ^*和u_β- ^*。

优选地，从两相静止坐标系转换到负序同步坐标系的转换矩阵为：

其中ωt为辅助变流器负载端A相电压的同步信号角频率。

优选地，所述辅助变流器负载端A相电压的同步信号角频率ωt通过数字锁相环得到。

本发明还进一步公开了一种计算机可读存储介质，其上储存有计算机程序，所述计算机程序在被处理器执行时实现如上所述的控制方法。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

本发明的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法及介质，引入正序与负序同步进行的双环控制策略(也叫分序控制方法)，保证输出电压平衡；通过重构负序指令，无需依赖数字低通滤波器或信号延时对消环节来分离正负序和零序分量，提高系统动态响应性能及稳定性。

本发明的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法及介质，采用S型P-f下垂控制曲线来实现对各辅助变流器之间的功率分配；辅助变流器在额定功率点(P₀,f₀)附近运行时，S型下垂曲线频率在同样的△f的波动范围内产生有功功率波动△P_S相比传统线性下垂曲线的有功功率波动△P_L有明显下降。

附图说明

图1为本发明中的辅助变流器的主电路拓扑图。

图2为本发明的分序控制方框图。

图3为本发明中S型曲线与线性下垂特性比较图。

图4为本发明中分序控制方法与传统方法的波形对比图。

图5为本发明中分序控制方法与传统方法的局部波形对比放大图。

具体实施方式

以下结合说明书附图和具体实施例对本发明作进一步描述。

某型号列车的单重三相三线制辅助变流器主电路拓扑如图1所示，主要由直流电压源、三相三桥臂逆变器、三角形/星形变压器、LC滤波器(电感L由变压器漏感等效、C即滤波电容器)以及负载组成。A、B、C为三相逆变器输出电压的三相端点，a、b、c为辅助变流器对外的三相端点(也称PCC点，即公共连接点)；在多重化辅变(辅助变流器的简称)并联系统中，各重辅助变流器对应相的PCC点直接相连。辅变所带的负载可以是三相平衡负载、三相不平衡负载、缺相负载甚至是单相负载等。记u_AB、u_BC、u_CA为三相逆变器的输出线电压，u_ab、u_bc、u_ca为辅助变流器负载端线电压(u_a、u_b、u_c为辅助变流器负载端相电压)，i_A、i_B、i_C为三相逆变器的输出电流，i_a、i_b、i_c则为流入负载的三相电流。

本发明的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，用于不平衡负载下的列车辅助变流器中逆变器的输出控制；采用正序控制环与负序控制环同步结合的双环控制；在正序控制环中，通过辅助变流器负载端相电压u_a、u_b、u_c和相电流i_a、i_b、i_c得到两相坐标系统下的正序控制输出量u_α+ ^*和u_β+ ^*；在负序控制环中，通过辅助变流器负载端相电压u_a、u_b、u_c得到两相坐标系统下的负序控制输出量u_α- ^*和u_β- ^*；再通过u_α+ ^*、u_β+ ^*与u_α- ^*、u_β- ^*叠加后得到总控制输出量u_α ^*、u_β ^*，以控制列车辅助变流器中三相逆变器的驱动脉冲信号。

本发明的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，引入正序与负序同步进行的双环控制策略(也叫分序控制方法)，对三相逆变器的驱动脉冲信号进行精准控制，保证输出电压平衡；通过重构负序指令，无需依赖数字低通滤波器或信号延时对消环节来分离正负序和零序分量，提高系统动态响应性能及稳定性。

本实施例中，在列车多重辅助变流器并联供电系统中，各重辅助变流器间的功率分配是采用P-f下垂控制来实现，而不同曲线形式的下垂特性决定了辅助变流器输出有功功率随频率改变的变化率。所采用S型下垂曲线可由下式描述：

式中：P₀、f₀为辅助变流器额定有功功率、额定频率；P、f为辅助变流器实时有功功率、实时频率；f₀为频率变化上、下限的差值；k为有功功率下垂系数，可根据实际需求进行调节。

S型曲线下垂与传统线性下垂的下垂特性如图3所示，由图3可以看出，辅助变流器在额定功率点(P₀,f₀)附近运行时，S型下垂曲线频率在同样的△f的波动范围内产生有功功率波动△P_S相比传统线性下垂曲线的有功功率波动△P_L有明显下降。

如图2所示，在如图1所示的辅助变流器主电路中，采用正、负序同步坐标系双环控制策略；其中，ωt为辅助变流器负载端A相电压(u_a)的同步信号角频率，通过数字锁相环(PLL)获得；f₀、f分别为辅助变流器的额定基波频率、实际基波频率；P、Q为通过“功率计算模块”得到的辅助变流器输出的有功功率、无功功率；u_dref为辅助变流器负载端输出相电压峰值参考值。下面对正序控制环和负序控制环分别进行说明：

(1)正序控制环

在正序控制环中，从三相静止坐标系(abc)转换到两相静止坐标系(αβ)的变换矩阵为:

从两相静止坐标系(αβ)转换到正序同步坐标系(d_q+)的转换矩阵为:

由此：

对辅助变流器负载端的相电压u_a、u_b、u_c进行变换，得到两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+，如下：

再将两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+变换为旋转坐标系的电压正序分量u_q+、u_d+，如下：

同时，将辅助变流器负载端的相电流i_a、i_b、i_c变换到旋转坐标系的电流正序分量i_q+、i_d+；

将电压正序值u_q+与0做差得到正序输入控制误差u_qerr+，将u_d+与预设电压值u_dref做差得到正序输入控制误差u_derr+，u_derr+和u_qerr+作为正序坐标系下电压控制环的输入误差：

经过正序电压环PI控制、电流环PI控制，得到正序同步坐标系(u_q+)下的控制输出量u_d+ ^*、u_q+ ^*；再将正序同步坐标系(d_q+)下的控制输出量u_d+ ^*、u_q+ ^*变换到两相静止坐标系(αβ)下，得到两相坐标系下的正序控制输出量u_α+ ^*和u_β+ ^*：

(2)负序控制环

在负序控制环中

从两相静止坐标系(αβ)转换到负序同步坐标系(d_q-)的转换矩阵为

对辅助变流器负载端的相电压u_a、u_b、u_c进行变换，得到两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+；将0与预设电压值u_dref进行变换得到两相静止坐标系下的电压值u_aref+、u_βref+；

通过两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+与两相静止坐标系下的电压值u_aref+、u_βref+之间做差，得到负序输入控制误差u_aerr-、u_βerr ^-，再变换为旋转坐标系下的u_derr-、u_qerr ^-；

经过负序电压环PI控制，得到负序同步坐标系(d_q-)下的控制输出量u_d- ^*、u_q- ^*；

再将负序同步坐标系(d_q-)下的控制输出量u_d- ^*、u_q- ^*变换到两相静止坐标系(αβ)下：

在负序控制环中，无需依赖数字低通滤波器或信号延时对消环节等来分离正负序和零序分量，通过两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+与两相静止坐标系下的电压值u_aref+、u_βref+之间做差，得到负序输入控制误差u_aerr-、u_βerr-，提高系统动态响应性能及稳定性。

在上述正序控制环节和负序控制环节中，分别得到u_α+ ^*、u_β+ ^*与u_α- ^*、u_β- ^*，通过两部分叠加得到两相静止坐标系(αβ)下的总控制输出量u_α ^*、u_β ^*

将送入三相SVPWM模块，得到三相逆变器的驱动脉冲信号，送入逆变器以控制输出电压的稳定性。

在负序控制环中，通过重构负序指令，而不需要依赖数字低通滤波器或信号延时对消环节来分离正负序和零序分量，提高系统动态响应性能及稳定性。

为验证上述控制方法的有效性，在Matlab/Simulink环境下搭建如图1所示的辅助变流器仿真模型，采用某型动车组的辅助变流器主电路参数进行仿真，直流侧电压源额定电压1800V，三角形/星形变压器原、副边电压变比为1.5:1，额定有功功率100kW、额定频率50Hz，辅助变流器负载端输出线电压有效值380V，逆变器开关频率1.25kHz。

如图4和图5所示，为本发明的分序控制与传统控制方法在带三相不平衡负载(不平衡功率30kW)时的辅助变流器输出电压对比图：在t＝0～0.25s时间段内采用传统的单独正序控制方法时，在t＝0.25s时刻加入本发明所提的分序控制方法。由图可见，采用传统的单独正序控制方法时，辅变输出电压明显不平衡，不平衡度约11.3％；加入本发明所提的分序控制方法后，辅变输出电压趋于平衡，不平衡度小于0.5％；在此过程中，由于本发明方法通过重构负序指令，无需依赖数字低通滤波器，在分序控制投入时辅变输出电压几乎没有冲击。

本发明还进一步公开了一种计算机可读存储介质，其上储存有计算机程序，计算机程序在被处理器执行时实现如上所述的控制方法。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围的情况下，都可利用上述揭示的技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明技术方案保护的范围内。

Claims (10)

1.一种列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，其特征在于，采用正序控制环与负序控制环同步结合的双环控制；在正序控制环中，通过辅助变流器负载端相电压u_a、u_b、u_c和相电流i_a、i_b、i_c得到两相坐标系统下的正序控制输出量u_α+ ^*和u_β+ ^*；在负序控制环中，通过辅助变流器负载端相电压u_a、u_b、u_c得到两相坐标系统下的负序控制输出量u_α- ^*和u_β- ^*；再通过u_α+ ^*、u_β+ ^*与u_α- ^*、u_β- ^*得到总控制输出量u_α ^*、u_β ^*，以控制列车辅助变流器中三相逆变器的驱动脉冲信号。

2.根据权利要求1所述的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，其特征在于，在列车辅助变流器包括多重辅助变流器时，各重辅助变流器间的功率分配采用P-f下垂控制来实现。

3.根据权利要求2所述的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，其特征在于，P-f下垂曲线呈S形且对应公式为：

式中：P₀、f₀为辅助变流器额定有功功率、额定频率；P、f为辅助变流器实时有功功率、实时频率；f_s为频率变化上下限的差值；k为有功功率下垂系数，可根据实际需求进行调节。

4.根据权利要求1或2或3所述的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，其特征在于，所述正序控制环的具体控制过程为：

S11、对辅助变流器负载端的相电压u_a、u_b、u_c进行变换，得到两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+，再将两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+变换为旋转坐标系的电压正序分量u_q+、u_d+；同时，将辅助变流器负载端的相电流i_a、i_b、i_c变换到旋转坐标系的电流正序分量i_q+、i_d+；

S12、将电压正序值u_q+与0做差得到正序输入控制误差u_qerr+，将u_d+与预设电压值u_dref做差得到正序输入控制误差u_derr+，对u_derr+和u_qerr+进行电压PI控制；

S13、通过步骤S12得到的值与电流正序分量i_q+和i_d+做差后进行电流PI控制，得到旋转坐标系下的正序控制输出量u_d+ ^*、u_q+ ^*；

S14、将旋转坐标系下的正序控制输出量u_d+ ^*、u_q+ ^*变换为两相坐标系下的正序控制输出量u_α+ ^*和u_β+ ^*。

5.根据权利要求4所述的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，其特征在于，从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系的变换矩阵为:

6.根据权利要求4所述的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，其特征在于，从两相静止坐标系转换到正序同步坐标系的转换矩阵为:

其中ωt为辅助变流器负载端A相电压的同步信号角频率。

7.根据权利要求1或2或3所述的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，其特征在于，所述负序控制环的具体控制过程为：

S21、对辅助变流器负载端的相电压u_a、u_b、u_c进行变换，得到两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+；将0与预设电压值u_dref进行变换得到两相静止坐标系下的电压值u_aref+、u_βref+；

S22、通过两相静止坐标系下的电压正序分量u_α+、u_β+与两相静止坐标系下的电压值u_aref+、u_βref+，得到负序输入控制误差u_aerr-、u_βerr-，再变换为旋转坐标系下的u_derr-、u_qerr-；

S23、u_derr-、u_qerr-进行电压PI控制，得到负序控制输出量u_d- ^*、u_q- ^*；

S24、将u_d- ^*、u_q- ^*变换为两相静止坐标系下的负序控制输出量u_α- ^*和u_β- ^*。

8.根据权利要求7所述的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，其特征在于，从两相静止坐标系转换到负序同步坐标系的转换矩阵为：

其中ωt为辅助变流器负载端A相电压的同步信号角频率。

9.根据权利要求8所述的列车辅助变流器输出电压平衡控制方法，其特征在于，所述辅助变流器负载端A相电压的同步信号角频率ωt通过数字锁相环得到。

10.一种计算机可读存储介质，其上储存有计算机程序，其特征在于，所述计算机程序在被处理器执行时实现权利要求1至9中任意一项所述的控制方法。

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