CN111900935A - D类放大器电路及包括其的集成电路和电子设备 - Google Patents

Abstract

一种用于接收放大器输入信号且输出放大器输出信号的D类放大器电路，包括：一个D类输出级；一个数字调制器，用于基于调制器输入信号而生成用于控制所述D类输出级的至少一个控制信号；一个误差块，用于基于该放大器输出信号和该放大器输入信号而生成误差信号；以及，一个控制器，被配置为基于对该放大器输入信号的幅度的指示来改变该误差信号对该调制器输入信号做出贡献的程度；其中该误差块包括一个模数转换器，该模数转换器被配置为接收一个基于该放大器输出信号的模数转换器输入信号，所述模数转换器包括一个电流控制振荡器和一个计数器，该电流控制振荡器响应于该模数转换器输入信号，该计数器被耦合至该电流控制振荡器的输出。

Description

D类放大器电路及包括其的集成电路和电子设备

本申请是申请日为2015年8月24日、申请号为201580058056.5、名称为“D类放大器电路”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及D类放大器电路，尤其涉及基于信号幅度选择性地改变用于驱动放大器输出级的信号分量的D类放大器。

背景技术

图1例示了常规D类放大器的一个实施例。调制器101基于输入信号来控制D类输出级102，以生成输出信号Vout，该输入信号在此实施例中是数字输入信号Din。输出级102包括用于在多个电压(例如，电源电压VDD和接地电压，或正电源电压+VDD和负电源电压-VDD)之间切换输出级102的多个开关。如本领域技术人员将理解的，输出级102可以包括半桥开关布置或全桥开关布置，并且被切换以输出模拟输出信号Vout，该模拟输出信号在一些实施方案中可以是差分输出信号。

调制器101接收输入信号(该输入信号在此实施例中是数字信号Din)，并且导出用于输出级102的至少一个适当的控制信号。标准数字调制器101具有定义明确的传递函数，例如，平坦的并且在某个通带频率范围上具有限定的增益。理想地，此数字域信号处理提供高性能，并且避免模拟电路系统具有的与噪声、分量失配和非线性相关联的非零信号衰减。

然而，输出信号Vout是模拟信号，并且它的性能受放大器的任何输出驱动器级中的模拟效应限制。例如，输出驱动器晶体管导通电阻、有限上升和下降时间、传播延迟、电源纹波和输出阻抗。此外，任何电源纹波都会引起输出驱动器级的成比例的增益变化。

负反馈技术通常用于抑制由这些原因引起的信号失真。图1的D类放大器因此具有包括模数转换器(ADC)103和减法器104的反馈路径。

ADC 103适于接收模拟输出信号Vout并且产生表示此输出信号的数字信号。然后由减法器104将此数字信号从数字输入信号Din减去以产生误差信号。环路滤波器105(其可以是例如数字积分器)对该误差信号进行滤波，以生成被供应给数字调制器101的调制器输入信号。

这样的放大器电路的性能受ADC 103的噪声、分辨率和线性限制。为了避免将不希望的噪声引入放大器电路内，ADC必须具有良好的噪声特性，这通常需要使用相对高性能的连续时间ADC。这样的ADC相对较大(在集成电路中的硅面积方面)，并且在使用中具有相对高的功率消耗。

通常，已经在相对高的功率应用中使用D类放大器电路，所述应用例如是主电源供电的音频设备，其中尺寸和功率消耗不是关键的。然而，D类放大器正越来越多地被考虑用于便携式装置等中的应用。随着向更小几何结构的硅制造工艺发展，使用主要是数字的电路是有利的。D类放大器可以包括在很大程度上是数字的架构，且因此D类放大器正越来越多地被提出用于驱动例如便携式装置等的小型扬声器，或者甚至用于其中功率通常相对较低的耳塞式耳机应用/头戴式耳机应用。在这样的应用中，尺寸和功率效率是放大器电路要考虑的因素。

发明内容

因此，期望提供一种D类放大器电路，该D类放大器电路至少减轻上述缺点中的一些缺点。

根据本发明，提供了一种用于接收数字输入信号并且输出模拟输出信号的D类放大器电路，包括：

一个D类输出级；

一个数字调制器，用于基于调制器输入信号来生成用于控制所述D类输出级的至少一个控制信号；

一个误差块，用于基于所述输出信号和所述数字输入信号来生成误差信号；

一个信号选择器块，被配置为在第一输入处接收所述误差信号，在第二输入处接收所述数字输入信号的一种型式，并且生成所述调制器输入信号；其中：

所述信号选择器块能在第一操作模式和第二操作模式中操作，其中：

在第一模式中，所述调制器输入信号至少部分地基于所述误差信号；且

在第二模式中，所述调制器输入信号基于所述数字输入信号并且与所述误差信号无关；以及

一个信号选择控制器，被配置为基于对所述数字输入信号的幅度的指示来控制所述信号选择器块的操作模式。

该信号选择器块可以包括位于所述第一输入和一个选择器模块之间的第一信号路径，并且包括位于所述第二输入和所述选择器模块之间的第二信号路径。该选择器模块可以被配置为由来自所述第一信号路径和所述第二信号路径的信号生成所述调制器输入信号。

该选择器模块可在组合器状态(combiner state)下操作，以将来自所述第一信号路径的信号与来自所述第二信号路径的信号组合，从而提供所述调制器输入信号，和/或可在直通状态(pass-through state)下操作以提供来自所述第二信号路径信号作为所述调制器输入信号。该信号选择控制器可以被配置为在第一模式中在组合器状态下控制选择器模块，并且在第二模式中在直通状态下控制选择器模块。

在一些实施方案中，所述选择器模块被配置为选择来自所述第一信号路径的信号或来自所述第二信号路径的信号，以提供所述调制器输入信号。该信号选择控制器可以被配置为控制所述选择器模块在第一模式中选择来自所述第一信号路径的信号，并且在第二模式中选择来自所述第二信号路径的信号。

在一些实施方案中，所述第一信号路径包括至少一个可变增益元件。所述信号选择控制器可以被配置为控制所述至少一个可变增益元件在第一模式中提供第一增益设置，并且在第二模式中提供第二增益设置。所述第二增益设置可以为零。

在一些实施方案中，所述信号选择控制器被配置为控制所述至少一个可变增益元件，以提供在所述第一增益设置和所述第二增益设置之间的、涉及至少一个中间增益设置的受控增益转变。所述受控增益转变可以包括增益斜坡(ramp)。

在一些实施方案中，所述可变增益元件包括乘法器。

所述第一信号路径可以包括一个环路滤波器。所述至少一个可变增益元件可以位于所述环路滤波器下游的第一信号路径中。附加地或替代地，在一些实施方案中，所述环路滤波器具有可变增益，并且所述至少一个可变增益元件可以包括所述环路滤波器。所述环路滤波器可以包括一个积分器，并且所述信号选择控制器可以被配置为控制所述积分器的积分器时间常数，以改变所述环路滤波器的增益。所述信号选择控制器可以被配置为在第一模式中启用所述环路滤波器，并且在第二模式中禁用所述环路滤波器。

在一些实施方案中，所述误差块包括一个被耦合以接收输出信号的模数转换器(ADC)。所述误差块还可以包括一个减法器，所述减法器可以基于ADC的输出和所述数字输入信号来生成误差信号。所述信号选择控制器可以被配置为在第一模式中启用模拟ADC并且在第二模式中禁用ADC。

所述放大器电路还可以包括一个用于确定数字输入信号的包络值的包络检测器。所述信号选择控制器可以被配置为使用所述包络值作为对所述数字输入信号的幅度的指示。

所述包络检测器可以在所检测到的信号包络的任何下降和包络值的减小之间施加预定延迟。在一些实施方案中，所述包络检测器接收所述数字输入信号的一种型式。

在一些实施方案中，所述信号选择控制器被配置为接收对音量控制设置的指示，并且使用对音量控制设置的所述指示作为对所述数字输入信号的幅度的指示。

所述信号选择控制器可以被配置为，如果对所述数字输入信号的幅度的指示下降到第一幅度阈值以下，则从第一操作模式转变到第二操作模式。它还可以被配置为，如果对所述数字输入信号的幅度的指示上升到第二幅度阈值以上，则从第二操作模式转变到第一操作模式。所述第一阈值可以与所述第二阈值相同，或者所述阈值可以不同。

所述信号选择控制器可以被配置为在输入信号的幅度处于或低于第一幅度电平时启动第一模式和第二模式之间的任何转变。D类放大器电路可以包括一个低电平检测器，所述低电平检测器用于检测输入信号的幅值何时处于或低于第一幅度电平。

实施方案还涉及包括如在上文的任何变体中描述的D类放大器电路的集成电路。又一些实施方案涉及包括这样的集成电路或如在上文的任何变体中描述的放大器电路的电子装置。该装置可以是以下中的至少一个：便携式装置；电池供电装置；计算装置；通信装置；游戏装置；移动电话；个人媒体播放器；膝上型电脑、平板电脑或笔记本计算装置。

根据本发明的另一方面，提供了一种操作D类放大器电路的方法，包括：接收数字输入信号；以及向数字调制器提供调制器输入信号，以便控制D类输出级以产生输出信号；其中所述方法包括基于对所述数字输入信号的幅度的指示而在第一操作模式和第二操作模式之间选择性地改变；其中，在所述第一操作模式中，所述调制器输入信号至少部分地基于误差信号，所述误差信号是基于所述输出信号和所述数字输入信号生成的；并且在第二操作模式中，所述调制器输入信号基于所述数字输入信号并且与误差信号无关。

在本发明的又一方面，提供了一种用于接收输入信号并且输出输出信号的D类放大器电路，所述放大器电路包括：一个D类输出级；一个控制器，用于生成至少一个控制信号以控制所述输出级；以及一个误差块，用于从所述输出信号和所述输入信号导出误差信号；其中所述控制器能在第一操作模式中操作，其中所述至少一个控制信号至少部分地基于所述误差信号，并且还能在第二操作模式中操作，其中所述至少一个控制信号基于所述输入信号，并且不包括来自所述误差信号的任何成分；并且其中所述控制器被配置为基于对所述输入信号的幅度的指示而在所述第一操作模式和所述第二操作模式之间选择性地改变。

在又一方面，提供了一种D类放大器电路，基于对输入信号幅度的指示而在开环操作和闭环操作之间改变。

在本发明的又一方面中，提供了一种D类放大器电路，响应于输入信号的幅度的特性而在开环操作模式和闭环操作模式之间可控地转变。

在本发明的又一方面，提供了一种D类放大器电路，用于放大输入信号，所述D类放大器电路响应于所述输入信号的幅度的特性而在开环操作模式和闭环操作模式之间选择性地转变。

在本发明的又一方面，提供了一种用于接收数字输入信号并且输出模拟输出信号的D类放大器电路，包括：

一个D类输出级；

一个数字调制器，用于基于调制器输入信号而生成用于控制所述D类输出级的至少一个控制信号；

一个误差块，用于生成误差信号，所述误差块包括用于接收对所述模拟输出信号的指示的模数转换器，以及用于基于所述模数转换器的输出和所述数字输入信号而生成所述误差信号的减法器；

一个信号选择器块，包括：

一个选择器模块；

第一信号路径，位于用于接收所述误差信号的第一输入和所述选择器模块之间；以及

第二信号路径，位于用于接收所述数字输入信号的第二输入和所述选择器模块之间；

其中所述选择器模块被配置为由来自所述第一信号路径和所述第二信号路径的信号生成所述调制器输入信号；以及

一个信号选择控制器，被配置为基于对所述数字输入信号的幅度的指示来改变在所述第一信号路径中应用的增益。

在本发明的又一方面，提供了一种用于接收放大器输入信号并且输出输出信号的D类放大器电路，包括：一个D类输出级；一个调制器，用于基于调制器输入信号而生成用于控制所述D类输出级的至少一个控制信号；一个误差块，用于基于所述输出信号和所述放大器输入信号来生成误差信号；一个信号选择器块，被配置为在第一输入处接收所述误差信号且在第二输入处接收所述数字输入信号，并且生成所述调制器输入信号；以及一个信号选择控制器，被配置为控制所述放大器电路，以基于对所述放大器输入信号的幅度的指示来改变所述误差信号对所述调制器输入信号做出贡献的程度。

附图说明

图1例示了已知的D类放大器电路的一个实施例；

图2例示了根据本发明的一个实施方案的D类放大器电路；

图3例示了在第一操作模式和第二操作模式之间交换(swap)的方法的一个实施例的流程图；

图4例示了适合于在本发明的一个实施方案中使用的模数转换器的一个实施例；

图5例示了电流控制振荡器的一个实施例；

图6例示了数字调制器的一个实施例；

图7例示了适合于在本发明的一个实施方案中使用的输出驱动器级的一个实施例；

图8例示了适合于在本发明的一个实施方案中使用的环路滤波器的一个实施例；

图9例示了根据本发明的另一个实施方案的D类放大器电路；

图10例示了根据本发明的又一个实施方案的D类放大器电路；

图11例示了根据本发明的又一个实施方案的D类放大器电路；

图12例示了根据本发明另一个实施方案的D类放大器电路；以及

图13例示了根据本发明的一个实施方案的具有D类放大器电路的装置。

具体实施方式

如先前所提及的，用于接收输入信号并且生成输出信号的D类放大器通常包括用于基于调制器输入信号来控制D类输出级的调制器。可以提供误差块，其可以例如包括反馈路径中的ADC和减法器，以生成基于输出信号和输入信号的误差信号，例如，输出信号的转换后的型式和输入信号之间的差异。本发明的实施方案涉及D类放大器电路，其中误差信号对调制器输入信号的贡献的程度基于输入信号的幅度的指示可变。在一些实施方案中，放大器电路可以基于输入信号的幅度在至少两种操作模式之间选择性地变化。在第一操作模式中，调制器输入信号可以至少部分地基于误差信号。在第二操作模式中，调制器输入信号可以基于输入信号，但可以与误差信号无关。在相对高的信号幅度下，放大器可以在第一操作模式下操作，并且在相对低的信号幅度下，放大器可以在第二模式(例如，开环操作模式)下操作。

因此，在高信号电平处，误差信号用于帮助减少输出信号中的任何失真。然而，在低信号电平处，任何失真的程度不那么显著，且因此不使用反馈误差信号。由于误差信号仅在相对高的信号电平处使用，所以与总是在稳态操作期间使用误差信号的常规实施方式相比，放松了对误差块的部件(诸如，ADC)的噪声要求。实际上，在低信号电平处(其中放大器电路的本底噪声(noise floor)更显著)，不使用误差信号。这意味着例如可以在误差块中实施比在其他情况下所需要的更小和/或更低功率的ADC，从而减小放大器电路的尺寸和/或增加放大器电路的功率效率，但没有信号质量或噪声性能的任何显著降低。在一些实施方案中，如稍后将更详细地描述的，与生成误差信号或处理误差信号相关联的一些部件甚至可以在第二操作模式中被禁用，以提供额外的功率节省。

图2例示了根据本发明的一个实施方案的D类放大器电路，总体上以200指示。调制器201(在此实施例中是数字调制器)控制如上文参考图1所描述的D类输出级202。在一些实施方案中，输出驱动器级202可以是全H桥D类放大器输出级或半桥D类放大器输出级或任何其他合适的放大器输出级。

在图2的实施方案中，数字调制器201的输入是从信号选择器块203接收的调制器输入信号Dm。信号选择器块203在第一输入204处从误差块205接收误差信号ε。信号选择器块还在第二输入206处接收输入信号Din的一种型式。

误差块205由数字输入信号Din和模拟输出信号Vout生成误差信号ε。在此实施例中，误差信号基于数字输入信号Din和模拟输出信号Vout之间的比较。

如图2中例示的，误差块205可以包括模数转换器(ADC)207，该模数转换器接收模拟输出信号Vout并且输出表示该模拟输出信号的数字信号。数字减法器208接收ADC 207的输出以及数字输入信号Din的一种型式，并且生成误差信号ε。在一些实施方案中，模拟输出信号Vout可以在通过低通滤波器209滤波之后被输入到ADC 207中。这有助于提供对输出处的任何高频信号和瞬变的抑制，以避免它们由于ADC的缺陷而向下混合到音频频率。

信号选择器块203可操作，以基于输入信号Din的幅度的指示而自主地改变误差信号ε对调制器输入信号Dm贡献的程度。在一个实施方案中，信号选择器块203可在两种操作模式中操作。在第一模式中，调制器输入信号Dm至少部分地基于误差信号。因此，第一模式对应于放大器电路的闭环操作模式。然而，在第二模式中，调制器输入信号Dm基于数字输入信号Din，并且与误差信号ε无关。因此，第二模式对应于放大器电路的开环操作模式。

信号选择器块203因此包括在其第一输入204和选择器模块210的第一输入之间的第一信号路径，以及在其第二输入206和选择器模块210的第二输入之间的第二信号路径。选择器模块210被配置为从第一信号路径和第二信号路径中的一个或两个获取信号，以提供调制器输入信号Dm。信号选择器模块210可以以多种方式实现，如稍后将更详细地描述的。

第一信号路径因此是误差信号ε的信号路径。此信号路径可以包括环路滤波器211，用于以与上文关于图1所描述的类似方式对误差信号进行滤波。包括环路滤波器211的环路的开环增益应该优选地在音频频率处是高的，并且还在较高频率处保持稳定。环路滤波器211因此可以是例如一阶积分器或可能是高阶滤波器，且在音频信号带处具有高增益且在较高频率处具有低增益。

第二信号路径是输入信号Din的信号路径。图2例示了在第二信号路径中没有信号处理，但是如果需要，可以存在一个或多个信号调节部件，诸如，位于此信号路径中的滤波器。

如上文所提及的，信号选择块203可在第一模式中操作，在第一模式中调制器输入信号至少部分地基于误差信号。因此，在第一操作模式中，存在从第一信号路径到调制器输入信号Dm的误差信号成分。在第二操作模式中，调制器输入信号基于输入信号Din并且与误差信号无关，因此在第二操作模式中，存在从第二信号路径到调制器输入信号Dm的输入信号成分，且实际上没有来自第一信号路径的信号成分(至少没有对应于误差信号的信号成分)。

存在多种方式可以启用第一操作模式和第二操作模式，并且如上文所提及的，选择器模块210可以采取多种形式。例如，在一些实施方案中，选择器模块可以接收来自第一信号路径和第二信号路径的信号成分，并且可以选择来自第一信号路径的信号或来自第二信号路径的第二信号，以提供调制器输入信号Dm。选择器模块210因此可以包括在两个信号路径之间切换其输出的开关模块。选择器模块210可以由信号选择控制器212控制。开关模块可以包括一个或多个物理开关元件和/或可以由数字开关实施，该数字开关可以是包括组合逻辑元件的物理多路复用器，或者可以例如改变从其获取信号数据的寄存器的地址。因此，在这样的实施方案中，来自第一信号路径的信号(例如，经滤波的误差信号)在第一模式(没有来自第二信号路径的成分)中使用，并且来自第二信号路径的信号(例如，输入信号Din)在第二模式中使用而没有来自第一信号路径的任何成分。然而，在这样的实施方案中，可能存在模式之间切换的总瞬态(gross transient)，例如，因为环路滤波器在到第一模式的改变之后稳定，或者因为当切换到第二模式时去除误差分量。

因此，在一些实施方案中，选择器模块210可以是用于至少在第一模式中组合来自第一信号路径和第二信号路径的信号以提供调制器输入信号Dm的组合器。在第一模式中，选择器模块210因此可以是用作加法器的组合器。在这样的实施方案中，来自第一信号路径的经滤波的误差信号可以在第一模式中被添加到来自第二信号路径的输入信号。在第二模式中，来自第二信号路径的信号可以是对调制器输入信号Dm的唯一贡献。

组合器选择器模块210因此可在两种状态下操作：状态1，其是组合器操作状态，以在第一模式中将来自第一信号路径和第二信号路径的信号组合；以及状态2，其是低通操作状态，其中仅使用来自第二信号路径的信号。选择器模块210的相关操作状态可以由控制器212控制。附加地或替代地，放大器电路可以被配置为使得在第二模式中在选择器模块210处没有接收到误差信号的信号相关成分。换句话说，在第二模式中，在组合器选择器模块210处接收的来自第二信号路径的信号具有恒定的、非信号相关的静态值，例如，零。在这种情况下，选择器模块210可以包括简单的加法器等。该加法器可以以相同的方式在第一模式和第二模式中操作，但是在第二模式中，不存在在加法器处从误差信号接收的信号分量，且因此调制器输入信号Dm将与误差信号无关。然而，在一些实施方案中，优选地，控制器212在第二操作模式中在直通状态下操作组合器选择器模块210，即使当不存在从第二信号路径接收的信号相关成分时，以避免重复地向来自第一信号路径的信号添加零的计算开支。

存在多种方式可以去除误差信号对选择器模块210的输入的贡献。例如，第一信号路径中的信号可以在第二模式中被有效地阻断或被衰减到零。在一些实施方案中，可以存在位于第一信号路径中的施加受控增益的至少一个可变增益元件213。信号选择控制器212可以被配置为控制至少一个可变增益元件213，以在第一模式中提供第一增益设置，该第一增益设置是标称非零增益设置。在第二模式中，增益可以被设置为零。附加地或替代地，环路滤波器211可以具有可变增益，该可变增益可以在第二操作模式中由控制器212设置为零。

在一些实施方案中，在第二操作模式中可以不生成误差信号。例如，可以控制误差块205的一个或多个部件，使得误差块的输出是常数零，以使得在第二操作模式中不存在在信号选择器块203的第一输入处接收的误差信号，且因此不存在在选择器模块处接收的误差信号相关成分。

因此将清楚的是，在一些实施方案中，当信号选择块203以第一模式操作时，(信号相关的)误差信号被添加到来自第二信号路径的输入信号，以形成调制器输入信号Dm。然而，在第二模式中，仅使用来自第二信号路径的输入信号用于调制器输入信号。在这样的实施方案中，涉及模式之间切换的任何总瞬变可能低于上文关于在仅使用输入信号或仅使用误差信号之间简单地阶跃改变的实施方案讨论的总瞬变。

在一些实施方案中，为了最小化或消除任何不希望的瞬变，在第一模式和第二模式之间的模式改变期间，可以存在在第一信号路径中施加的受控增益转变。例如，如所提到的，在第一信号路径中可以存在可变增益元件，诸如，数字乘法器213。图2例示了位于环路滤波器211下游的可变增益元件213，但同样地，增益元件可以附加地或替代地位于环路滤波器211上游和/或如所提到的，环路滤波器211的增益本身可以是可变的。信号选择控制器212可以被配置为控制至少一个可变增益元件，例如，乘法器213，以在第一模式中提供所述第一非零增益设置，并且在第二模式中提供第二增益设置。第二增益设置可以是零，但在一些实施方案中可以是低于第一增益设置的非零增益设置。可以控制可变增益元件，以提供在第一增益设置和第二增益设置之间涉及至少一个中间增益设置的受控增益转变。例如，在特定时间周期内可能存在增益斜坡。例如，考虑到信号选择器块将模式从第一操作模式改变为第二操作模式。在第一操作模式中，施加到第一信号路径的增益在第一增益设置处。控制器212然后可以在到第二模式的模式改变期间启动受控增益转变。由乘法器213施加的增益然后可以在限定的时间周期内可控地缓降(ramp down)到第二增益设置。第二增益设置可以为零，在这种情况下，当增益达到零时启用第二模式。然而，在其他实施方案中，第二增益设置可以是小的但不是零增益设置，其足够低，使得如果选择器模块210在第二操作模式中被切换到直通状态，则将不存在明显的瞬变。

信号选择控制器212基于输入信号Din的幅度的指示来确定是在第一操作模式中还是在第二操作模式中操作。在一些实施方案中，如图2中例示的，可以提供包络检测器214以导出数字输入信号的包络值ENV，该包络值ENV被提供给控制器212。在一些实施方案中，包络检测器214可以接收输入数字信号Din。然而，在一些实施方案中，作为替代，来自放大器电路的信号路径的信号可以用于确定包络值，例如，从调制器201导出的信号。然而，应当意识到，替代地，可以提供数字输入信号Din的幅度的间接指示，例如，音量控制信号Vol可以被认为是最大幅度的指示。在其他布置中，一个信号(诸如，包络值)可以在上游被确定并且被提供给放大器电路，或者下游负载特性可以被用作信号幅度的指示。

在图2的实施方案中，控制器212接收包络值ENV并且确定是在第一操作模式中还是在第二操作模式中操作。如果ENV指示输入信号具有相对较大的幅度，则选择第一操作模式，即，放大器的闭环操作模式。如果ENV指示输入信号具有相对小的幅度，则选择第二操作模式，即，在此实施方案中，开环操作模式。在一些实施方案中，信号选择控制器212可以被配置为，如果包络值(即，数字输入信号Din的幅度的指示)下降到第一幅度阈值以下，则从第一操作模式转变到第二操作模式，且如果所述包络值上升到第二幅度阈值之上，则从第二操作模式转变到第一操作模式。第一幅度阈值和第二幅度阈值可以相同或可以不同，例如，以施加一些滞环。

因此，当信号是相对低的时，误差信号不被使用，因为低幅度输入信号导致受输出驱动器级中的任何固有失真(例如，由任何潜在的电源波纹或其他误差源引起的)影响较少的输出信号。放大器系统的本底噪声因此主要由可以相应地设计的数字调制器201来确定。然而，当数字输入信号Din的幅度是相对较高的时，输出信号将遭受更多的固有失真。因此，在较高幅度下，放大器在闭环模式中操作，以使得可以减小由这些失真引起的误差。因此，误差块的部件(诸如，ADC 207)被设计成在较高信号电平下减少失真等。然而，在较高的信号电平处，ADC207的本底噪声性能不那么重要，且因此与具有总是在稳态操作中操作的这样的反馈环路的常规D类放大器相比，可以在放松的约束下来设计ADC 207。与在其他情况相比，D类放大器的此双操作模式(即，开环操作模式/闭环操作模式)有利地允许使用更小的ADC和/或消耗更少功率的ADC。通过能够在闭环操作模式和开环操作模式之间切换，系统作为整体使得能够优化ADC的功率消耗，同时仍然保持高性能响应。此外，能够以受控方式在闭环操作模式和开环操作模式之间转变有利地最小化任何输出信号伪像。

图3例示了根据本发明的一个实施方案的在图2中例示的放大器如何可以在模式之间转变的一个实施例的流程图。

如果信号峰值电平减小301a，则包络检测器值ENV可以根据衰减时间常数以及可能地包络检测器的保持时间而减小302a。为了避免常常不必要地模式之间的改变，包络检测器214可以在响应于峰值信号电平的减小而减小包络值之前应用保持时间，并且可以应用相对缓慢的衰减常数。如果信号峰值电平增加301b，则包络检测器值ENV可以根据启动时间常数(attack time constant)增加302b。如果包络检测器块214采用相对短的启动时间，这将确保数字输入信号Din中的快速尖峰将导致包络检测电路214的快速反应，且因此可以进行快速响应以便转移到闭环操作模式，并且确保反馈回路被实施以减少由输出驱动器级中的较高信号引起的任何误差。相反，长的衰减时间将避免操作模式的不必要的切换，因为很可能一个高幅度信号峰值将被另一个高幅度信号快速连续地跟随。在一些实施方案中，预加重滤波也可以用于增大和加速信号的上升沿。

信号选择控制器212监控指示输入信号的幅度的信号303，例如，包络值。控制器212可以例如将信号ENV与至少一个预定阈值比较，以自动地确定是进入开环模式(第二模式)还是闭环模式(第一模式)。可以存在单个幅度阈值，或者可以存在不同的幅度阈值：用于从第一模式改变到第二模式的一个阈值；以及用于从第二模式改变到第一模式的另一个不同的阈值，以便对模式改变施加迟滞。

如果信号相对于相关的预定阈值的幅度不改变，则操作模式不改变，并且信号选择控制器继续监控指示信号ENV 303。

如果指示信号ENV下降到相关的预定阈值以下，则信号选择控制器212将决定进入开环模式(即，第二模式)，如在步骤304中。在此实施例中，由第一信号路径中的可变增益元件(诸如，乘法器213)施加的增益在步骤305中从第一增益设置缓降到零。将在相对短的时间周期内施加预定的增益斜坡，但是足够的时间周期不会在输出信号中导致显著的瞬变。一旦增益已经达到零，则在步骤306中可以禁用ADC 207和/或环路滤波器211。在不需要时禁用ADC和/或环路滤波器有助于节省功率并且提高放大器电路的效率。在步骤307中，选择器模块210也可以被置于直通模式，以便仅使用来自第二信号路径的输入信号。通过在禁用ADC或将选择器模块置于直通模式之前允许由可变增益元件212施加的增益斜坡变为零，减少了任何总瞬变，并且因此减少了将仅由突然禁用ADC或将选择器模块切换(即，阶跃改变)到直通模式引起的输出信号伪像。应当注意，步骤306和步骤307都是可选的并且在一些实施方案中可以不使用一个或两个步骤。此外，步骤306和步骤307的顺序可以颠倒。另外，在一些实施方案中，只有在信号幅度在某个时间周期内保持低和/或在信号幅度下降到另一个下限阈值以下时，才实施禁用一个部件(诸如，环路滤波器)的步骤306。可能需要时间和/或功率来重新启用环路滤波器，且因此仅例如当它可能被禁用超过非常短的时间时才可以禁用它。

返回参考步骤303，如果指示信号ENV超过相关的预定阈值，则信号选择控制器212将决定进入闭环模式(第一模式)，如在步骤308中。在此实施例中，在步骤309中首先启用ADC 207和/或环路滤波器211。这可能涉及等待较短的时间周期以允许ADC/环路滤波器稳定。因为放大器电路在此阶段仍然处于开环模式，所以由可变增益元件(例如，乘法器213)施加的增益将已经被设置为零，尽管如果环路滤波器211是可变增益元件并且已被禁用，应该用零增益重新启用它。如果滤波器211已经运行，则它可以具有可能不正确的非零输出，且因此环路滤波器211的输出可以被重置为零。在步骤311中，选择器模块被置于组合器状态，其中它组合来自第一信号路径和第二信号路径的信号。然而，因为施加到第一信号路径的增益仍为零，所以在此阶段不存在来自第一信号路径的成分，且因此没有瞬态。在步骤312中，由可变增益元件(例如，乘法器213)施加的增益然后缓升到第一信号路径的标称第一增益设置，该斜坡在合适的时间帧上施加以避免任何明显的瞬变。类似于上文所描述的内容，由信号选择控制器212进行的此控制有助于减少信号中的任何总瞬变且因此有助于减少信号中的伪像，否则这些伪像是可听见的。

为了进一步减少在模式之间的转变上发生的任何瞬变，信号选择器控制器212可以被配置为仅当输入信号的瞬时值处于或低于低幅度电平或阈值(例如，处于零或接近零)时才启动模式之间的转变。放大器电路可以包括低电平检测器，诸如，过零检测器，以检测低瞬时信号幅度，并且信号选择器控制器可以等待过零点来启动模式之间的转变。

在开环模式中，从Din到Vout的放大器增益由数字调制器和输出驱动器的增益以及包括在从Din到Vout的信号路径中的任何其他元件的增益来限定。在闭环模式中，从Din到Vout的增益由ADC的转换增益的倒数以及从Vout和Din到减法器208的信号路径中的任何增益缩放的类似容许量来限定，如果开环环路增益足够高，则与环路滤波器路径中的可变增益元件的增益的值无关。这些开环放大器增益和闭环放大器增益可以在使用中被设计、被校准或被连续调整为标称相等。然而，由于在第一模式和第二模式之间从Din到Vout的放大器增益的失配引起的任何信号伪像也将通过可变增益的逐渐受控转变或斜坡而减小。

如上文所提及的，本发明的实施方案可以用与在常规放大器电路中使用的ADC相比消耗更少的空间和/或功率而不会相应降低放大器噪声性能的ADC来实施。

图4例示了根据本发明的一个实施方案的ADC 207的一个实施例。在此实施例中，ADC 207包括电压到电流转换块401和电流控制振荡器402。电流控制振荡器402的输出的脉冲的数目由计数器403计数。计数器输出经由校准块404输出为ADC输出信号。与电压控制电路相比，该电流控制电路的传递函数更加不受工艺和温度的影响。

如图5中示出的，电流控制振荡器402可以由CMOS反相器的简单环形振荡器实施，如本领域技术人员将意识到的。

电流控制振荡器402的转换增益是工艺相关的，并且可以在校准引擎405的控制下通过启动时的校准来调整。这将生成可以被校准块404应用的总增益校正因子p和/或通过系数q_i的多项式校正。

ADC 207的噪声特性因此可以在闭环模式中支配总放大器噪声性能，但是因为闭环模式仅在高信号幅度下使用，所以本底噪声并不那么显著。对于低信号电平，使用开环模式，并且数字调制器性能因此在噪声方面限定系统性能。

数字调制器201可以例如如图6中例示的是简单的数字斜坡调制器。调制器输入信号Dm可以被锁存(即，临时存储)在存储元件中，该存储元件诸如是由时钟信号CK控制的时钟控制寄存器601。存储元件601的输出通过数字比较器602与计数器603的输出信号比较。计数器603被供应有相对较快的时钟信号CKF和也被供应给寄存器601的时钟信号CK，并且产生数字斜坡信号，如本领域技术人员将理解的。从计数器603输出的数字斜坡信号将是具有由相对较慢的时钟信号CK限定的循环周期和由快速时钟CKF限定的脉冲定时分辨率的PWM型信号。当然将意识到，如果需要，可以实施闭环斜坡调制器或迟滞自振荡调制器。

如上文所提及的，输出级可以是任何合适的D类输出级。图7例示了可以在本发明的一个实施方案中实施的输出驱动器级202的一个实施例。在此实施方案中，输出驱动器级202包括预驱动器和D类三电平半桥。应当意识到，作为替代，可以实施2电平半桥或2电平全桥或3电平全桥。

使用3电平半桥具有的优点是：对于小信号，输出在大多数时间接地。因此，接地信号的可用性可以降低EMI和切换功率消耗，并且可以改善输出驱动器级202的电源抑制(power supply rejection)。

图8例示了根据本发明的一个实施方案的环路滤波器209的一个实施例。这是数字积分器环路滤波器的一个实施例，其中积分器时间常数可以通过改变α来改变。这有效地改变了由环路滤波器施加到误差信号ε的增益。应当意识到，也可以使用二阶环路滤波器。

图9例示了根据本发明的一个实施方案的D类放大器电路。在此图中，与参考图2描述的那些部件类似的部件被给予相同的参考标记。

如可以看到的，多个信号调节块901可以被实施在多个信号路径中以及放大器电路内的多个不同位置处。这些信号调节块901可以包括多个信号调节电路并且执行多个信号调节功能，如本领域技术人员将容易意识到和理解的。可以在多种配置和组合中使用的这样的信号调节块的实施例的非穷举列表包括：滤波器块(高通/低通/带通等)；增益块；衰减块；上采样器；下采样器；插值器；字长减少/增加块等。此外，在此实施方案中，可变增益元件213和环路滤波器211的位置可选地已经被颠倒。

还可以包括其他中间操作。例如，如果扬声器充当接收模拟输出信号Vout的负载，则D类放大器电路可以包括扬声器音圈偏移(excursion)限制功能。可以基于音圈电流和电压来提取线圈的阻抗，并且由此可以估计音圈的偏移。替代地，可以根据输入数字信号和音圈的预定的或校准的机电模型来预测音圈偏移。如果音圈的偏移指示存在导致扬声器的机械损坏或过热的风险，则数字输入信号可以被衰减。

此外，除了上文参考图2和图3描述的正常控制机制之外，可能存在期望的是开环操作模式的其他条件。例如，这些条件可以包括其中输出显得意外过载或者可能由于总EMI事件而使环路显得振荡或锁定的故障条件。因此，包络检测器214还可以经由ADC接收来自数字调制器201、环路滤波器211或输出节点的、指示在特定节点处存在一些削波或另一故障条件已经发生的信号。

图10例示了根据本发明的一个实施方案的D类放大器电路。在此图中，与参考图2描述的那些部件类似的部件被给予相同的参考标记。

在此实施实施方案中，误差块205包括接收数字输入信号并且输出表示该数字输入信号的模拟信号的数模转换器(DAC)1001，该模拟信号与输出信号Vout一起输入到模拟减法器1002。ADC 207已被重新定位，以从模拟减法器1002的输出接收信号。这具有的优点是：因为ADC现在仅必须接收可能是相对小的信号的模拟误差信号，所以与参考图2描述的实施方案相比，对ADC的要求可以甚至更放松。

图11例示了根据本发明的一个实施方案的D类放大器电路。在此图中，与参考图2描述的那些部件类似的部件被给予相同的参考标记。

在此实施方案中，输入信号是模拟输入信号Ain。

模拟输入信号Ain可以被供应给主信号路径1101，该主信号路径输出表示模拟输入信号Ain的数字输入信号Din。此数字输入信号作为数字输入信号被供应给信号选择器块203。

在此实施例中，误差块205接收模拟输入信号Ain而不是数字输入信号Din。Ain与模拟输出信号Vout一起输入到模拟减法器1002。

类似于参考图10描述的实施方案，ADC 206已被重新定位以从模拟减法器1002的输出接收误差信号。

包络检测器114可以是模拟包络检测器，其接收模拟输入信号Ain或者其可以接收由ADC 1101生成的数字型式Din。

图12例示了根据本发明的一个实施方案的D类放大器。在此图中，与参考图2描述的那些部件类似的部件被给予相同的参考标记。

在此实施方案中，误差块仅包括模拟减法器1002，并且接收模拟输入信号Ain和模拟输出信号Vout。因此生成的误差信号是模拟的，并且信号选择器块203接收模拟输入信号和模拟误差信号。ADC 1201然后被定位成接收信号选择器块的输出，其除了实施模拟部件之外，功能类似于参考图2所描述的，并且输出用于输入到数字调制器201的数字信号。

如上文所提及的，根据本发明的实施方案的D类放大器电路特别适用于便携式装置，诸如，移动电话或膝上型电脑、笔记本电脑或平板计算装置等。

图13例示了包括根据本发明的一个实施方案的D类放大器电路的装置1300。该装置可以具有无线通信能力并且可以例如经由天线1301接收传输。该装置具有至少一个扬声器1302。应当意识到，可以存在不止一个天线和不止一个的扬声器。音频集线器1303从许多可能的源接收音频信号。例如，音频集线器1303(即，音频编解码器)可以从调制解调器1304接收信号，该调制解调器可以将来自天线的接收信号编码为数字格式。音频集线器1303可以将这样接收的音频信号转移到根据本发明的D类放大器1305，该D类放大器输出将要输入到扬声器1302的模拟信号。附加地或替代地，音频数据可以在音频集线器1303处从音频数据存储器1306接收。附加地或替代地，在一些情况下，D类放大器可以被供应有存储在程序/数据存储器1307中的信号数据、系数数据或软件代码。此存储器可以例如是EEPROM或静态RAM，并且以持久或非暂时形式存储数据或代码。该装置可以包含电源1308和一种形式的用户接口1309，该用户接口可以是键盘、触摸屏或外部控制器。该装置可以是便携式装置，诸如，mp3播放器或便携式计算机、或便携式通信装置，例如，蜂窝电话或平板电脑。

如本文所使用的，术语块是指可以由一个或多个电路部件实施的功能单元或功能模块，并且其可以例如包括专用电路系统。块可以附加地或替代地包括例如在通用处理器或适当编程的FPGA阵列等上运行的一个或多个软件模块。块的部件不需要物理上位于同一处，并且一个块的一些部件在一些应用中可以与另一个块的一些部件共享。

就信号选择块而言，将意识到的是，信号选择块的输入并非必须是放大器电路的限定的端子，并且相关块的输入可以简单地是沿着通向形成该块的部件的相关信号路径的任何节点。

应当注意，上文提及的实施方案例示而不是限制本发明，并且在不脱离所附权利要求的范围的前提下，本领域技术人员将能够设计许多替代实施方案。词语“包括”不排除除了权利要求中列出的元件或步骤之外的元件或步骤的存在，“一个”或“一”不排除多个，并且单个特征或其他单元可以实现权利要求中记载的几个单元的功能。另外，术语“增益”不排除“衰减”，反之亦然。权利要求中的任何参考标记或标注不应被解释为限制其范围。

Claims (20)

1.一种用于接收放大器输入信号并且输出放大器输出信号的D类放大器电路，包括：

一个D类输出级；

一个数字调制器，用于基于调制器输入信号而生成用于控制所述D类输出级的至少一个控制信号；

一个误差块，用于基于所述放大器输出信号和所述放大器输入信号而生成误差信号；

一个控制器，被配置为基于对所述放大器输入信号的幅度的指示来改变所述误差信号对所述调制器输入信号做出贡献的程度；

其中所述误差块包括一个模数转换器，所述模数转换器被配置为接收一个基于所述放大器输出信号的模数转换器输入信号，所述模数转换器包括一个电流控制振荡器和一个计数器，所述电流控制振荡器响应于所述模数转换器输入信号，所述计数器被耦合至所述电流控制振荡器的输出。

2.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中所述模数转换器包括一个电压到电流转换块，用于将所述模数转换器输入信号转换成用于驱动所述电流控制振荡器的电流信号。

3.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中所述计数器被配置为对所述电流控制振荡器的输出的脉冲的数目进行计数。

4.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中所述电流控制振荡器包括一个环形振荡器。

5.根据权利要求1所述的D类放大器电路，所述D类放大器电路包括一个校准块，所述校准块用于向计数器输出应用受控校正，以提供模数转换器输出。

6.根据权利要求5所述的D类放大器电路，所述D类放大器电路包括一个校准引擎，所述校准引擎用于控制所述校准块。

7.根据权利要求6所述的D类放大器电路，其中所述校准引擎被配置为控制被所述校准块应用的增益校正因子。

8.根据权利要求6所述的D类放大器电路，其中所述校准引擎被配置为控制被所述校准块应用的多项式校正的系数。

9.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中所述模数转换器输入信号是所述放大器输出信号的一种型式。

10.根据权利要求9所述的D类放大器电路，所述D类放大器电路包括一个数字减法器，用于从所述放大器输入信号的一种数字型式中减去所述模数转换器的输出，以提供所述误差信号。

11.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中所述误差块包括一个模拟减法器，用于从所述放大器输出信号中减去所述放大器输入信号的一种模拟型式，并且所述模数转换器被配置为将所述模拟减法器的输出接收作为所述模数转换器输入信号并且输出所述误差信号。

12.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中所述控制器能在第一闭环操作模式中操作并且还能在第二开环操作模式中操作，在所述第一闭环操作模式中，所述调制器输入信号至少部分地基于所述误差信号，并且在所述第二开环操作模式中，所述调制器输入信号基于所述放大器输入信号并且不包括来自所述误差信号的任何成分。

13.根据权利要求12所述的D类放大器电路，其中所述控制器被配置为，如果对所述放大器输入信号的幅度的指示下降到第一幅度阈值以下，则从所述第一闭环操作模式转变到所述第二开环操作模式，以及如果对所述放大器输入信号的幅度的指示上升到第二幅度阈值以上，则从第二开环操作模式转变到第一闭环操作模式。

14.根据权利要求13所述的D类放大器电路，其中所述第一幅度阈值与所述第二幅度阈值相同。

15.根据权利要求1所述的D类放大器电路，其中所述控制器包括一个信号选择器块，所述信号选择器块被配置为在第一输入处接收所述误差信号且在第二输入处接收所述放大器输入信号的一种型式，且生成所述调制器输入信号。

16.根据权利要求1所述的D类放大器电路，所述D类放大器电路还包括一个包络检测器，所述包络检测器用于确定所述放大器输入信号的包络值，其中控制器被配置为使用所述包络值作为对所述放大器输入信号的幅度的指示。

17.一种集成电路，包括根据任一项前述权利要求所述的D类放大器电路。

18.一种电子设备，包括根据权利要求1-16中的任一项所述的D类放大器电路或根据权利要求17所述的集成电路。

19.根据权利要求18所述的电子设备，其中所述设备是以下中的至少一个：便携式装置；电池供电装置；计算装置；通信装置；游戏装置；移动电话；个人媒体播放器；膝上型电脑，平板电脑或笔记本计算装置。

20.一种用于接收放大器输入信号并且输出放大器输出信号的D类放大器电路，包括：

一个D类输出级；

一个数字调制器，用于控制所述D类输出级；

一个位于反馈路径中的模数转换器，所述模数转换器被配置为接收一个基于所述放大器输出信号的模数转换器输入信号；

一个控制器，所述控制器被配置为基于对所述放大器输入信号的幅度的指示来控制所述模数转换器的输出对所述数字调制器的输入做出贡献的程度；

其中所述模数转换器包括一个电流控制振荡器和一个计数器，所述电流控制振荡器响应于所述模数转换器输入信号，所述计数器被耦合至所述电流控制振荡器的输出。

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