CN111880200A - 一种基于最陡下降法的多路径抑制方法 - Google Patents

一种基于最陡下降法的多路径抑制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于最陡下降法的多路径抑制方法。该方法首先根据锁相环反馈的载波多普勒频移信息剥离输入跟踪环路的中频信号中的载波；接着，根据测距码的自相关特性，构建了一个与测距码测量偏差有关的二次性能函数，该性能函数不受多路径信号的影响；最后，依据该二次性能函数和最陡下降法原理，设计出一个新的测距码跟踪环路，使得该环路在不增加计算负担的情况下具有多路径抑制功能。相较于窄距相关法，本发明可以减小1/3的计算资源，参数设计与调节更加简单可行，多路径抑制效果更加优越，具有较高的工程使用价值。

Description

一种基于最陡下降法的多路径抑制方法
技术领域
本发明涉及一种基于最陡下降法的多路径抑制方法，属于基带信号处理技术领域。
背景技术
多路径抑制技术在很多领域都有广阔的运用前景，且随着卫星导航定位技术的发展，其应用愈加广泛。在城市、海面等多种重要运用场景中，受限于强烈的多路径效应，卫星导航定位技术的精度严重下降，而多路径抑制技术可以明显地改善卫星导航定位的精度。
现阶段的多路径抑制方法大致分为四类。第一类，避开信号反射源，该类方法已经成功运用于飞机场的选址与设计，其对多路径抑制效果显著，但是对接收机的运用场景有很大限值；第二类，选择多路径抑制天线，如：扼流圈天线、阻挡板、右旋极化天线、复合天线等，该类方法需要设计复杂的天线，且天线较贵、体积较大；第三类，数据后处理，如：小波变换、载波相位平滑、贝叶斯估计、选星等，该类方法存在场景特定或计算量大的问题；第四类，改善跟踪环路结构，如：窄距相关法、MEDLL(Multipath Estimation Delay Lock Loop，多路径估计延迟锁定环)、MET(Multipath Eliminating Technology，多路径估计)等，这类方法需要消耗大量的计算资源。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：提供一种基于最陡下降法的多路径抑制方法，根据多路径效应对测距码自相关函数最大值点的位置没有影响的特性，设计了一种多路径抑制方法，旨在提高环路响应速度，抑制多路径效应，并减小计算量。
本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
一种基于最陡下降法的多路径抑制方法，包括如下步骤：
步骤1，根据锁相环反馈的载波多普勒频移信息，通过本地载波NCO产生一对正交信号，并将这对正交信号分别与输入到测距码跟踪环路的中频信号x(n)混频，得到载波剥离后的一对正交信号i(n)和q(n)；
步骤2，设计二次性能函数PF(R)＝(1-R)2，其中R表示测距码的自相关函数；依据该二次性能函数和最陡下降法原理，当码环控制器的控制过程采用性能函数的右偏导时，利用本地测距码产生器生成本地即时码序列C′(n)与本地超前码序列C′(n+d)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地即时码序列C′(n)作相关运算，得到iP(n)和qP(n)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地超前码序列C′(n+d)作相关运算，得到iE(n)和qE(n)；
或者，当码环控制器的控制过程采用性能函数的左偏导时，利用本地测距码产生器生成本地即时码序列C′(n)与本地滞后码序列C′(n-d)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地即时码序列C′(n)作相关运算，得到iP(n)和qP(n)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地滞后码序列C′(n-d)作相关运算，得到iL(n)和qL(n)；其中，iP(n)为与本地即时码相关后的I支路序列，qP(n)为与本地即时码相关后的Q支路序列，iL(n)为与本地滞后码相关后的I支路序列，qL(n)为与本地滞后码相关后的Q支路序列，iE(n)为与本地超前码相关后的I支路序列，qE(n)为与本地超前码相关后的Q支路序列；
步骤3，将步骤2得到的iE(n)、iP(n)、qE(n)、qP(n)序列分别进行均值运算，得到对应的IE、IP、QE、QP，其中，IE为iE(n)序列的均值；IP为iP(n)序列的均值；QE为qE(n)序列的均值；Qp为qp(n)序列的均值；
或者，将步骤2得到的iL(n)、iP(n)、qL(n)、qP(n)序列分别进行均值运算，得到对应的IL、IP、QL、QP，其中，IL为iL(n)序列的均值；QL为qL(n)序列的均值；
步骤4，根据步骤3获得的IE、IP、QE、QP，通过基于最陡下降法的码环控制器求取测距码偏移，并将测距码偏移反馈至本地测距码产生器；
或者，根据步骤3获得的IL、IP、QL、QP，通过基于最陡下降法的码环控制器求取测距码偏移，并将测距码偏移反馈至本地测距码产生器。
作为本发明的一种优选方案，所述通过本地载波NCO产生一对正交信号并分别与输入到测距码跟踪环路的中频信号x(n)混频，得到载波剥离后的一对正交信号i(n)和q(n)，公式如下：
i(n)＝(x(n))(2cos(w′In+θ1))
＝AC(n)D(n)cos(θ0-θ1)+AC(n)D(n)cos(2wIn+θ0+θ1)
q(n)＝(x(n))(2sin(w′In+θ1))
＝-AC(n)D(n)sin(θ0-θ1)+AC(n)D(n)sin(2wIn+θ0+θ1)
其中，A表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的振幅；C(n)表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)中调制的测距码序列；D(n)表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)中调制的数据码序列；w′I为本地产生信号角速率；wI表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的中频角速率，wI-w′I≈0；θ0表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的载波初始相位；θ1表示本地产生载波信号的初始相位；n表示时刻，n时刻与n+1时刻之间的间隔为一个采样周期。
作为本发明的一种优选方案，步骤2所述将正交信号i(n)和q(n)分别与本地即时码序列C′(n)作相关运算，得到iP(n)和qP(n)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地超前码序列C′(n+d)作相关运算，得到iE(n)和qE(n)，公式如下：
Figure BDA0002637762680000031
Figure BDA0002637762680000032
Figure BDA0002637762680000033
Figure BDA0002637762680000034
所述将正交信号i(n)和q(n)分别与本地即时码序列C′(n)作相关运算，得到iP(n)和qP(n)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地滞后码序列C′(n-d)作相关运算，得到iL(n)和qL(n)，公式如下为：
Figure BDA0002637762680000041
Figure BDA0002637762680000042
Figure BDA0002637762680000043
Figure BDA0002637762680000044
其中，A表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的振幅，D(n)表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)中调制的数据码序列，wI表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的中频角速率，θ0表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的载波初始相位，θ1表示本地产生载波信号的初始相位，n表示时刻，R(·)表示测距码的自相关函数，
Figure BDA0002637762680000045
表示本地即时码与信号测距码之间的间距，d表示测距码间隔。
作为本发明的一种优选方案，步骤3所述IE、IP、QE、QP，公式如下：
Figure BDA0002637762680000046
Figure BDA0002637762680000047
Figure BDA0002637762680000048
Figure BDA0002637762680000049
所述IL、IP、QL、QP，公式如下：
Figure BDA00026377626800000410
Figure BDA00026377626800000411
Figure BDA00026377626800000412
Figure BDA00026377626800000413
其中，T表示积分时间，fs表示采样率，n表示时刻，A表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的振幅，R(·)表示测距码的自相关函数，
Figure BDA00026377626800000414
表示本地即时码与信号测距码之间的间距，d表示测距码间隔，θ0表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的载波初始相位，θ1表示本地产生载波信号的初始相位。
作为本发明的一种优选方案，步骤4所述测距码偏移，公式如下：
Figure BDA0002637762680000051
或者公式如下：
Figure BDA0002637762680000052
其中，
Figure BDA0002637762680000053
分别表示k+1、k时刻的
Figure BDA0002637762680000054
表示本地产生即时码与信号测距码之间的间距，k+1时刻与k时刻之间的间隔为一个积分时间，μ表示步长，PF(·)表示性能函数，
Figure BDA0002637762680000055
分别对应表示k时刻
Figure BDA0002637762680000056
的值，
Figure BDA0002637762680000057
为归一化后的SE值，
Figure BDA0002637762680000058
为归一化后的SP值，
Figure BDA0002637762680000059
为归一化后的SL值，
Figure BDA00026377626800000510
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
1、本发明采用多路径抑制机理，从测距码自相关函数进行推导，能够更好地抑制多路径效应，并且使得多路径抑制环路实现更短地调节时间和更小的稳态误差。
2、本发明设计的多路径抑制环路，相对传统的窄距相关法，减少了一个支路，超前支路，或者滞后支路，使得计算量减少了接近1/3。
附图说明
图1是本发明设计的多路径抑制环路。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
一种基于最陡下降法的多路径抑制环路方法，如图1所示，共包含4个部分。首先，载波混频；其次，测距码相关运算；然后，低通滤波处理；最后，通过本专利设计的码环控制算法对测距码跟踪环路进行控制。下面将具体阐述本发明的过程。
步骤1：载波混频
根据锁相环反馈的载波多普勒频移信息，通过本地载波NCO(NumericalControlled Oscillator，数控振荡器)产生一组正交信号并分别与输入到跟踪环路的中频信号x(n)混频，得到载波剥离后的正交序列i(n)和q(n)。
假设输入到跟踪环路的中频信号的信号结构如下式所示。
x(n)＝AC(n)D(n)cos(wIn+θ0)
上式中，A表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的振幅，C(n)表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)中调制的测距码序列，D(n)表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)中调制的数据码序列，wI表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的中频角速率，θ0表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的载波初始相位。
将本地载波NCO产生的一对正交信号分别与x(n)混频，去除高频分量，得到一对正交信号i(n)和q(n)，其过程下式所示：
i(n)＝(x(n))(2cos(w′In+θ1))
＝AC(n)D(n)cos(θ0-θ1+(wI-w′I)n)+AC(n)D(n)cos((wI+w′I)n+θ0+θ1)
q(n)＝(x(n))(2sin(w′In+θ1))
＝-AC(n)D(n)sin(θ0-θ1+(wI-w′I)n)+AC(n)D(n)sin((wI+w′I)n+θ0+θ1)上式中，w′I为本地产生信号角速率，θ1表示本地产生载波信号的初始相位，由于锁相环的反馈，wI-w′I≈0，所以混频后得到的一对正交信号i(n)和q(n)可以简化为：
i(n)＝(x(n))(2cos(w′In+θ1))
＝AC(n)D(n)cos(θ0-θ1)+AC(n)D(n)cos(2wIn+θ0+θ1)
q(n)＝(x(n))(2sin(w′In+θ1))
＝-AC(n)D(n)sin(θ0-θ1)+AC(n)D(n)sin(2wIn+θ0+θ1)
步骤2：测距码相关运算
根据本发明设计的码环控制器的控制过程是采用性能函数
Figure BDA0002637762680000061
的左偏导还是右偏导，该过程可以采用两种策略，两种策略只需选用其中一个。本地测距码产生器生成两个码序列，如果采用函数
Figure BDA0002637762680000079
的左偏导，则这两个码序列分别是本地即时码序列C′(n)和本地滞后码序列C′(n-d)；如果采用函数
Figure BDA00026377626800000710
的右偏导，则这两个码序列分别是本地即时码序列C′(n)与本地超前码序列C′(n+d)。
如果采用右偏导，则码相关运算过程如下：
将1ms长度的本地即时码序列C′(n)、1ms长度的本地超前码序列C′(n+d)分别与1ms长度的载波剥离后的一对正交信号i(n)和q(n)进行相关运算，其运算过程如下式所示：
Figure BDA0002637762680000071
Figure BDA0002637762680000072
Figure BDA0002637762680000073
Figure BDA0002637762680000074
上式中，d表示测距码间隔；iE(n)为与本地超前码相关后的I支路序列，其长度为1ms；iP(n)为与本地即时码相关后的I支路序列，其长度为1ms；qE(n)为与本地超前码相关后的Q支路序列，其长度为1ms；qP(n)为与本地即时码相关后的Q支路序列，其长度为1ms。
如果采用左偏导，则码相关运算过程如下：
将1ms长度的本地即时码序列C′(n)、1ms长度的本地滞后码序列C′(n-d)分别与1ms长度的载波剥离后的一对正交信号i(n)和q(n)进行相关运算，其运算过程如下式所示：
Figure BDA0002637762680000075
Figure BDA0002637762680000076
Figure BDA0002637762680000077
Figure BDA0002637762680000078
上式中，d表示测距码间隔；iL(n)为与本地滞后码相关后的I支路序列，其长度为1ms；iP(n)为与本地即时码相关后的I支路序列，其长度为1ms；qL(n)为与本地滞后码相关后的Q支路序列，其长度为1ms；qP(n)为与本地即时码相关后的Q支路序列，其长度为1ms。
步骤3：低通滤波
将步骤2获得的1ms长的iE(n)、iP(n)、qE(n)、qP(n)序列分别进行均值运算分别得到IE、IP、QE、QP四个数。或者将步骤2获得的1ms长的iL(n)、iP(n)、qL(n)、qP(n)序列分别进行均值运算分别得到IL、IP、QL、QP四个数。
如果采用右偏导，由于数据码D(n)在积分周期内为常数，所以经过低通滤波器后的信号如下式所示：
Figure BDA0002637762680000081
Figure BDA0002637762680000082
Figure BDA0002637762680000083
Figure BDA0002637762680000084
上式中，T表示积分时间，其一般为测距码周期的整数倍，本发明设置为1ms；fs表示采样率；R(·)表示测距码的自相关函数，
Figure BDA0002637762680000085
表示本地即时码与信号测距码之间的间距；IE为iE(n)序列的均值，为一个数；IP为iP(n)序列的均值，为一个数；QE为qE(n)序列的均值，为一个数；Qp为qp(n)序列的均值，为一个数。
如果采用左偏导，由于数据码D(n)在积分周期内为常数，所以经过低通滤波器后的信号如下式所示：
Figure BDA0002637762680000086
Figure BDA0002637762680000087
Figure BDA0002637762680000088
Figure BDA0002637762680000089
上式中，T表示积分时间，其一般为测距码周期的整数倍，本发明设置为1ms；fs表示采样率；R(·)表示测距码的自相关函数，
Figure BDA0002637762680000091
表示本地即时码与信号测距码之间的间距；IL为iL(n)序列的均值，为一个数；IP为iP(n)序列的均值，为一个数；QL为qL(n)序列的均值，为一个数；Qp为qp(n)序列的均值，为一个数。
步骤4：码环控制
根据步骤3获得的IE、IP、QE、QP通过基于最陡下降法的码环控制器求取测距码偏移，并将测距码偏移反馈至测距码产生器。或者根据步骤3获得的IL、IP、QL、QP通过基于最陡下降法的码环控制器求取测距码偏移，并将测距码偏移反馈至测距码产生器。
下面讲述基于最陡下降法的码环控制器的原理。
首先根据测距码的自相关函数，定义性能函数PF(Performance Function)为：
PF(R)＝(1-R)2
由步骤3得到的IE、IP、QE、QP中夹杂着载波信息，为了削弱载波对码环控制过程的影响，则需要经过下式的处理：
Figure BDA0002637762680000092
Figure BDA0002637762680000093
上式中，SE表示超前码相关值，为一个数值；SP表示即时码码相关值，为一个数值。
由于信号x(n)的振幅在短时间内是一个常数，且测距码自相关函数R(·)的最大值为1，所以可以通过信号归一化进行处理去除振幅A对相关峰的影响。归一化过程如下式所示：
Figure BDA0002637762680000094
Figure BDA0002637762680000095
上式中，Smax表示跟踪过程中SE出现的最大值与SP出现的最大值中的较大值，
Figure BDA0002637762680000096
表示归一化的超前码相关值；
Figure BDA0002637762680000097
表示归一化的即时码相关值。
通过上述分析，可以得到
Figure BDA0002637762680000098
在性能函数上的值，如下式所示：
Figure BDA0002637762680000099
Figure BDA00026377626800000910
根据最陡下降法原理，采用右偏导函数，可以得到本地产生即时码与信号测距码之间的间距的控制方程，如下式所示：
Figure BDA0002637762680000101
上式中，μ是一个称为步长的正标量；
Figure BDA0002637762680000102
表示在当前一秒本地产生即时码与信号测距码之间的间距，
Figure BDA0002637762680000103
表示在接下来一秒本地产生即时码与信号测距码之间的间距；
Figure BDA0002637762680000104
表示当前一秒归一化的超前码相关值在性能函数上的值；
Figure BDA0002637762680000105
表示当前一秒归一化的即时码相关值在性能函数上的值。
或者由步骤3得到的IL、IP、QL、QP中夹杂着载波信息，为了削弱载波对码环控制过程的影响，则需要经过下式的处理：
Figure BDA0002637762680000106
Figure BDA0002637762680000107
上式中，SL表示滞后码相关值，为一个数值；SP表示即时码码相关值，为一个数值。
由于信号x(n)的振幅在短时间内是一个常数，且测距码自相关函数R(·)的最大值为1，所以可以通过信号归一化进行处理去除振幅A对相关峰的影响。归一化过程如下式所示：
Figure BDA0002637762680000108
Figure BDA0002637762680000109
上式中，Smax表示跟踪过程中SL出现的最大值与SP出现的最大值中的较大值，
Figure BDA00026377626800001010
表示归一化的滞后码相关值；
Figure BDA00026377626800001011
表示归一化的即时码相关值。
通过上述分析，可以得到
Figure BDA00026377626800001012
在性能函数上的值，如下式所示：
Figure BDA00026377626800001013
Figure BDA00026377626800001014
根据最陡下降法原理，采用右偏导函数，可以得到本地产生即时码与信号测距码之间的间距的控制方程，如下式所示：
Figure BDA00026377626800001015
上式中，μ是一个称为步长的正标量；
Figure BDA0002637762680000111
表示在当前一秒本地产生即时码与信号测距码之间的间距，
Figure BDA0002637762680000112
表示在接下来一秒本地产生即时码与信号测距码之间的间距；
Figure BDA0002637762680000113
表示当前一秒归一化的滞后码相关值在性能函数上的值；
Figure BDA0002637762680000114
表示当前一秒归一化的即时码相关值在性能函数上的值。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于最陡下降法的多路径抑制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1，根据锁相环反馈的载波多普勒频移信息，通过本地载波NCO产生一对正交信号，并将这对正交信号分别与输入到测距码跟踪环路的中频信号x(n)混频，得到载波剥离后的一对正交信号i(n)和q(n)；
步骤2，设计二次性能函数PF(R)＝(1-R)2，其中R表示测距码的自相关函数；依据该二次性能函数和最陡下降法原理，当码环控制器的控制过程采用性能函数的右偏导时，利用本地测距码产生器生成本地即时码序列C′(n)与本地超前码序列C′(n+d)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地即时码序列C′(n)作相关运算，得到iP(n)和qP(n)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地超前码序列C′(n+d)作相关运算，得到iE(n)和qE(n)；
或者，当码环控制器的控制过程采用性能函数的左偏导时，利用本地测距码产生器生成本地即时码序列C′(n)与本地滞后码序列C′(n-d)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地即时码序列C′(n)作相关运算，得到iP(n)和qP(n)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地滞后码序列C′(n-d)作相关运算，得到iL(n)和qL(n)；其中，iP(n)为与本地即时码相关后的I支路序列，qP(n)为与本地即时码相关后的Q支路序列，iL(n)为与本地滞后码相关后的I支路序列，qL(n)为与本地滞后码相关后的Q支路序列，iE(n)为与本地超前码相关后的I支路序列，qE(n)为与本地超前码相关后的Q支路序列；
步骤3，将步骤2得到的iE(n)、iP(n)、qE(n)、qP(n)序列分别进行均值运算，得到对应的IE、IP、QE、QP，其中，IE为iE(n)序列的均值；IP为iP(n)序列的均值；QE为qE(n)序列的均值；Qp为qp(n)序列的均值；
或者，将步骤2得到的iL(n)、iP(n)、qL(n)、qP(n)序列分别进行均值运算，得到对应的IL、IP、QL、QP，其中，IL为iL(n)序列的均值；QL为qL(n)序列的均值；
步骤4，根据步骤3获得的IE、IP、QE、QP，通过基于最陡下降法的码环控制器求取测距码偏移，并将测距码偏移反馈至本地测距码产生器；
或者，根据步骤3获得的IL、IP、QL、QP，通过基于最陡下降法的码环控制器求取测距码偏移，并将测距码偏移反馈至本地测距码产生器。
2.根据权利要求1所述基于最陡下降法的多路径抑制方法，其特征在于，所述通过本地载波NCO产生一对正交信号并分别与输入到测距码跟踪环路的中频信号x(n)混频，得到载波剥离后的一对正交信号i(n)和q(n)，公式如下：
i(n)＝(x(n))(2cos(w′In+θ1))
＝AC(n)D(n)cos(θ0-θ1)+AC(n)D(n)cos(2wIn+θ0+θ1)
q(n)＝(x(n))(2sin(w′In+θ1))
＝-AC(n)D(n)sin(θ0-θ1)+AC(n)D(n)sin(2wIn+θ0+θ1)
其中，A表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的振幅；C(n)表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)中调制的测距码序列；D(n)表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)中调制的数据码序列；w′I为本地产生信号角速率；wI表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的中频角速率，wI-w′I≈0；θ0表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的载波初始相位；θ1表示本地产生载波信号的初始相位；n表示时刻，n时刻与n+1时刻之间的间隔为一个采样周期。
3.根据权利要求1所述基于最陡下降法的多路径抑制方法，其特征在于，步骤2所述将正交信号i(n)和q(n)分别与本地即时码序列C′(n)作相关运算，得到iP(n)和qP(n)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地超前码序列C′(n+d)作相关运算，得到iE(n)和qE(n)，公式如下：
Figure FDA0002637762670000021
Figure FDA0002637762670000022
Figure FDA0002637762670000023
Figure FDA0002637762670000024
所述将正交信号i(n)和q(n)分别与本地即时码序列C′(n)作相关运算，得到iP(n)和qP(n)，将正交信号i(n)和q(n)分别与本地滞后码序列C′(n-d)作相关运算，得到iL(n)和qL(n)，公式如下为：
Figure FDA0002637762670000031
Figure FDA0002637762670000032
Figure FDA0002637762670000033
Figure FDA0002637762670000034
其中，A表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的振幅，D(n)表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)中调制的数据码序列，wI表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的中频角速率，θ0表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的载波初始相位，θ1表示本地产生载波信号的初始相位，n表示时刻，R(·)表示测距码的自相关函数，
Figure FDA0002637762670000035
表示本地即时码与信号测距码之间的间距，d表示测距码间隔。
4.根据权利要求1所述基于最陡下降法的多路径抑制方法，其特征在于，步骤3所述IE、IP、QE、QP，公式如下：
Figure FDA0002637762670000036
Figure FDA0002637762670000037
Figure FDA0002637762670000038
Figure FDA0002637762670000039
所述IL、IP、QL、QP，公式如下：
Figure FDA00026377626700000310
Figure FDA00026377626700000311
Figure FDA00026377626700000312
Figure FDA00026377626700000313
其中，T表示积分时间，fs表示采样率，n表示时刻，A表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的振幅，R(·)表示测距码的自相关函数，
Figure FDA0002637762670000041
表示本地即时码与信号测距码之间的间距，d表示测距码间隔，θ0表示输入到跟踪环路的中频信号x(n)的载波初始相位，θ1表示本地产生载波信号的初始相位。
5.根据权利要求1所述基于最陡下降法的多路径抑制方法，其特征在于，步骤4所述测距码偏移，公式如下：
Figure FDA0002637762670000042
或者公式如下：
Figure FDA0002637762670000043
其中，
Figure FDA0002637762670000044
分别表示k+1、k时刻的
Figure FDA0002637762670000045
Figure FDA0002637762670000046
表示本地产生即时码与信号测距码之间的间距，k+1时刻与k时刻之间的间隔为一个积分时间，μ表示步长，PF(·)表示性能函数，
Figure FDA0002637762670000047
分别对应表示k时刻
Figure FDA0002637762670000048
的值，
Figure FDA0002637762670000049
为归一化后的SE值，
Figure FDA00026377626700000410
为归一化后的SP值，
Figure FDA00026377626700000411
为归一化后的SL值，
Figure FDA00026377626700000412
Figure FDA00026377626700000413
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