CN111835668A - 一种简化的msk扩频系统非相干解扩解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，基于并行实现结构，在接收端不需要进行第二级载波解调，直接进行相关峰搜索，在保持了传统的解扩解调结构基础上，非常简便地实现非相干解调，大幅简化MSK‑扩频系统的工程实现难度。通过本发明所述的解扩方法，有效避免了串行结构中复杂的转换滤波器设计，将传统并行结构中的波形解调和扩频序列相关相结合，变成了对一个复数解扩序列的构造，从而简化了接收机实现结构。

Description

一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法

技术领域

本发明涉及通信传输技术领域，尤其涉及一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法。

背景技术

基于MSK(Minimum frequency Shift Keying)扩频调制体制的通信系统被广泛应用于通信传输、电子对抗、数据链等多个领域。MSK调制信号具有恒包络、载波能量旁瓣低等特点，非常适合于载体高动态、发射功率受限、非线性失真严重的无线通信系统，当与扩频、跳频体制相结合形成的复合式传输体制时，可保障整个系统在高动态、强干扰环境下正常通信。

现有的MSK扩频系统的解调方法可分为并行式和串行式两种方式。

对于并行调制解调方法，是通过2级正交调制解调来实现。在接收端需要先进行2级载波解调后才能进行解扩处理，做非相干解调时，结构复杂。并行结构实现如图1所示。

对于串行调制解调方法，MSK系统可等效成一个BPSK系统和一个特殊的成型滤波器。通过此方法可以使MSK系统的调制解调等效成与BPSK系统相同的结构。但是此方法的成型滤波器设计是一个凸优化问题，计算非常复杂，且所获得的结果也仅为数值解，无法获得解析解。

现有的并行实现方法需要先进行2次载波解调，再进行解扩，在进行非相干解调时，实现结构复杂；而现有的串行实现方法，需要复杂的转换滤波器设计。其技术缺陷都在于仅关注对信号的变换处理，发射端对信号进行变换处理，接收端进行逆变换处理，以符合传统的解扩解调结构，而忽略了对扩频序列的变换处理。

发明内容

针对现有MSK扩频系统的解扩解调算法存在复杂度较高、工程实现困难的问题，本发明提出了一种将波形解调与扩频解扩相结合的简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，以简化接收机结构，降低接收机的实现复杂度。

为了实现上述目的，本公开提供一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，应用于MSK扩频系统非相干接收机，基于并行结构，构建复数解扩序列，进行相关峰搜索。

可选地，构建复数解扩序列包括：

MSK接收信号模型为：

其中，A为信号幅度，f_c为载波频点，a_n为扩频后序列第n个码元，T_c为码元周期，

为初始相位，

为(nL+l)T_c时刻所有已传输码元累加的相位值，

系统扩频前的码元z(t):CN(0,N₀)周期为T_b，系统扩频倍数为L，即T_b＝LT_c；

b_n为扩频前第n个信息序列，p_l为扩频序列中的第l个码元，a_nL+l＝b_np_l；

发射基带输出端通过M倍插值输出，假设基带输出符号周期为T_s，且 T_c＝MT_s；

z(t)为信道噪声，f_d为接收端与发射端的相对运动引起的的多普勒频偏；

接收端通过频率为f_c'的本地振荡器进行载波解调，假设：

Δf＝f_c+f_d-f_c' (0.2)

收发端的载波调制解调的晶振精度高时，存在Δf≈f_d，上述信号经过载波解调和低通滤波后，以T_s周期进行采样后，获得的数字信号写成复数形式表示为：

对于以上信号，其最佳采样点为m＝M，在最佳采样点上有

对(1.4)式进一步变换为

为获得b_n序列，构造以下解扩序列

其中，P_l ¹,P_l ^-1分别为适用于MSK扩频信号的针对1序列和-1序列的解扩序列，利用该序列与接收信号进行相关运算，则实现对MSK扩频信号的解扩。

可选地，对于最佳采样点，将P_l ¹与y(n,l,M)做复相关累加后，获得的相关信号模值表示为

在p_l的±1出现概率相当的情况下，当

时，有

同理，将P_l ^-1与y(n,l,M)做相关运算有

可选地，b_n的取值基于下式进行判决：

可选地，用于软译码的软信息基于下式获得：

可选地，构造复数解扩序列的方法是将扩频序列经过MSK调制生成，其实部和虚部的取值均属于{1,-1,0}的简单集合。

本发明的有益效果在于：

本发明涉及的简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，基于并行实现结构，在接收端不需要进行第二级载波解调，直接进行相关峰搜索，在保持了传统的解扩解调结构基础上，非常简便地实现非相干解调，大幅简化MSK-扩频系统的工程实现难度。通过本发明所述的解扩方法，有效避免了串行结构中复杂的转换滤波器设计，将传统并行结构中的波形解调和扩频序列相关相结合，变成了对一个复数解扩序列的构造，从而简化了接收机实现结构。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

附图是用来提供对本公开的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开，但并不构成对本公开的限制。在附图中：

图1是背景技术所述的MSK扩频系统并行结构发射接收实现框图，其中a 为扩频系统并行结构发射机实现框图，b为扩频系统并行结构非相干接收机实现框图；

图2是本发明所述的MSK扩频系统发射接收实现框图，其中c为扩频系统并行结构发射机实现框图，d为扩频系统并行结构非相干接收机实现框图；

图3是本发明所述的MSK扩频系统解扩及软信息映射图；

图4是本发明所述的MSK扩频系统误码率性能仿真图。

具体实施方式

以下结合附图对本公开的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本公开，并不用于限制本公开。

如图2所示，相比于传统的并行解调方法，本发明构建复数解扩序列包括以下内容：

本发明涉及的MSK接收信号模型为：

其中，A为信号幅度，f_c为载波频点，a_n为扩频后序列第n个码元，T_c为码元周期，

为初始相位(0时刻对应的相位，一般可以假设

为(nL+l)T_c时刻所有已传输码元累加的相位值，

系统扩频前的码元 z(t):CN(0,N₀)周期为T_b，系统扩频倍数为L，即T_b＝LT_c。b_n为扩频前第n个信息序列，p_l为扩频序列中的第l个码元，a_nL+l＝b_np_l。在发射基带输出端，一般是通过M倍插值输出的，假设基带输出符号周期为T_s，且T_c＝MT_s。z(t)为信道噪声，此处假设为加性高斯白噪声，f_d为接收端与发射端的相对运动引起的的多普勒频偏。

在接收端通过频率为f_c'的本地振荡器进行载波解调，假设

Δf＝f_c+f_d-f_c' (0.13)

一般情况下，如果收发端的载波调制解调的晶振精度很高时，有Δf≈f_d。上述信号，经过载波解调和低通滤波后，以T_s周期进行采样后，获得的数字信号写成复数形式(忽略噪声，信号幅度做归一化)，可以表示为

对于以上信号，其最佳采样点为m＝M，在最佳采样点上有

对于以上信号，要想去掉扩频因子的影响而直接获得b_n序列，需要对上式进一步变换为

可以发现，要想获得b_n序列，需要构造以下解扩序列

其中，P_l ¹,P_l ^-1分别为适用于msk扩频信号的针对1序列和-1序列的解扩序列，它们实际上是对扩频序列进行msk调制获得的序列。利用此序列与接收信号进行相关运算，则可以直接实现对msk扩频信号的解扩。

根据设计出的解扩序列，计算复数相关累加：

在一个信息bit对准的情况下，对应于最佳采样点，将P_l ¹与y(n,l,M)做复相关累加后，获得的相关信号模值可以表示为

在p_l的±1出现概率相当的情况下，当

时，有

同理，将P_l ^-1与y(n,l,M)做相关运算有

根据设计出的解扩序列，进行b_n符号判决。

b_n的取值可以基于以下方法进行判决：

如果要获得软信息，以进行后续的译码，可以将软信息定义为

基于以上方法，MSK扩频系统解扩解调方案如图3所示。

通过以上方法可以发现，在接收端只需要将扩频序列同样进行MSK调制，则MSK扩频系统的解扩就可以变成与普通的BPSK/QPSK扩频系统的解扩过程一样，只需要进行码搜索就可以获得符号同步和码同步，码同步完成后就可以进行软信息输出，以进行后续的信道译码。

当扩频码确定后，复数解扩序列是确定的，可以预先算好存起来，而不需要实时计算；相比于传统的扩频序列搜索，并没有增加复杂度；

本发明构造的复数解扩序列其实部和虚部的取值为{+1,0,-1}，相关运算的复杂度低；比如对于一个扩频倍数为4的扩频序列[1,1,0,0],其对应的针对+1序列的复数解扩序列实部为[0,-1,0,1]，虚部为[-1,0,-1,0]；

本方法可以很好的用于非相干解调，适用于突发通信；

相比于传统的并行结构，减少了一级波形构建过程，简化了接收机结构，降低了实现复杂度；

相比于串行结构解调方法，避免了复杂的转换滤波器设计，降低了解调复杂度。

如图4所示，对本发明所述方法在不同扩频比条件下的非相干解调性能进行了仿真。在AWGN信道条件下，扩频倍数分别为16、32和64三种情况的误码性能都能很好的逼近msk非相干解调的理论性能，说明了本方法的正确性。

以上结合附图详细描述了本公开的优选实施方式，但是，本公开并不限于上述实施方式中的具体细节，在本公开的技术构思范围内，可以对本公开的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本公开的保护范围。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合，为了避免不必要的重复，本公开对各种可能的组合方式不再另行说明。

此外，本公开的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本公开的思想，其同样应当视为本公开所公开的内容。

Claims (6)

1.一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，其特征在于：应用于MSK扩频系统非相干接收机，基于并行结构，构建复数解扩序列，进行相关峰搜索。

2.根据权利要求1所述的一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，其特征在于，构建复数解扩序列包括：

MSK接收信号模型为：

nLT_b+lT_c＜t≤nLT_b+(l+1)T_c (0.1)

其中，A为信号幅度，f_c为载波频点，a_n为扩频后序列第n个码元，T_c为码元周期，

为初始相位，

为(nL+l)T_c时刻所有已传输码元累加的相位值，

系统扩频前的码元z(t):CN(0,N₀)周期为T_b，系统扩频倍数为L，即T_b＝LT_c；

b_n为扩频前第n个信息序列，p_l为扩频序列中的第l个码元，a_nL+l＝b_np_l；

发射基带输出端通过M倍插值输出，假设基带输出符号周期为T_s，且T_c＝MT_s；

z(t)为信道噪声，f_d为接收端与发射端的相对运动引起的的多普勒频偏；

接收端通过频率为f_c'的本地振荡器进行载波解调，假设：

Δf＝f_c+f_d-f_c' (0.2)

收发端的载波调制解调的晶振精度高时，存在Δf≈f_d，上述信号经过载波解调和低通滤波后，以T_s周期进行采样后，获得的数字信号写成复数形式表示为：

对于以上信号，其最佳采样点为m＝M，在最佳采样点上有

对(1.4)式进一步变换为

为获得b_n序列，构造以下解扩序列

其中，P_l ¹,P_l ^-1分别为适用于MSK扩频信号的针对1序列和-1序列的解扩序列，利用该序列与接收信号进行相关运算，则实现对MSK扩频信号的解扩。

3.根据权利要求2所述的一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，其特征在于，对于最佳采样点，将P_l ¹与y(n,l,M)做复相关累加后，获得的相关信号模值表示为

在p_l的±1出现概率相当的情况下，当

时，有

同理，将P_l ^-1与y(n,l,M)做相关运算有

4.根据权利要求2所述的一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，其特征在于，b_n的取值基于下式进行判决：

5.根据权利要求2所述的一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，其特征在于，用于软译码的软信息基于下式获得：

6.根据权利要求1所述的一种简化的MSK扩频系统非相干解扩解调方法，其特征在于，构造复数解扩序列的方法是将扩频序列经过MSK调制生成，其实部和虚部的取值均属于{1,-1,0}的简单集合。

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