CN111835195B - 自适应电源电压调节电路 - Google Patents

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Abstract

一种自适应电源电压调节电路，包括：RC滤波器，所述RC滤波器包括串联连接的电阻和电容，所述电阻的第一端耦接电源电压端，所述电阻的第二端为输出端，所述电源电压端用于提供电源电压；分流模块，所述分流模块与所述电阻并联连接以在所述电源电压端和所述输出端之间提供分流支路，并且，所述分流支路的数量根据所述电阻两端的电压差调整，以调节所述输出端的输出电压。通过本发明方案能够实现对电源电压的自适应调节，以将输出电压稳定在合适范围内，尤其利于确保供电电压需要在多个电压域之间切换的用电器件的正常运行。

Description

自适应电源电压调节电路
技术领域
本发明涉及芯片设计技术领域，具体地涉及一种自适应电源电压调节电路。
背景技术
现有时钟电路中通常会设置多个供电电源，因此，时钟电路在工作期间就涉及到电压域转换情形。为确保电压域转换前后向时钟电路中反相器供电的稳定性，现有技术通常采用低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator，简称LDO)来提供反相器的电源，但额外增设的LDO会增加芯片面积及功耗。
为节省芯片面积和功耗，现有一种时钟电路中移除了LDO，并直接使用电源管理单元(Power Management Unit，简称PMU)提供的电源电压作为反相器的供电电压。具体而言，PMU提供的电源电压经电阻-电容(Resistor-Capacitance，简称RC)滤波后加在反相器上，以作为反相器的电源。时钟电路可以包括两部分反相器，其中一部分可以采用前述结构由PMU供电，其中另一部分可以采用其他电源电压(core-power)供电。
但是，对于采用上述PMU结合其他电源电压供电的时钟电路而言，在两个电压域(也可称为电源域)之间转换时，由于工艺角影响，PMU实际施加到反相器上的电压存在不稳定的问题，而过高或过低的电源电压均会影响到时钟电路中器件的正常运行，如导致反相器无法正常开启，或是导致器件功能异常。
具体而言，由于时钟电路的反相器中采用的晶体管通常为采用低阈值电压技术(Low Voltage Technology，简称LVT)的金氧半场效晶体管(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor，简称MOSFET)，受到工艺、电压和温度(process,voltage,temperature，简称PVT)工艺角影响，直接采用PMU向反相器供电时向反相器施加的电压极有可能过高，影响LVT性能(reliability)。
此外，在从PMU切换到其他电源电压时，若本来PMU向反相器施加的电压过低，则会导致转换到其他电源电压时即使时钟电路输入为高电平也无法促使反相器正常翻转。
发明内容
本发明解决的技术问题是如何实现对电源电压的自适应调节，以确保供电电压需要在多个电压域之间切换的用电器件的正常运行。
为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种自适应电源电压调节电路，包括：RC滤波器，所述RC滤波器包括串联连接的电阻和电容，所述电阻的第一端耦接电源电压端，所述电阻的第二端为输出端，所述电源电压端用于提供电源电压；分流模块，所述分流模块与所述电阻并联连接以在所述电源电压端和所述输出端之间提供分流支路，并且，所述分流支路的数量根据所述电阻两端的电压差调整，以调节所述输出端的输出电压。
可选的，当所述电阻两端的电压差小于预设阈值时，所述分流模块减少所述分流支路的数量；当所述电阻两端的电压差大于所述预设阈值时，所述分流模块增加所述分流支路的数量。
可选的，当所述电阻两端的电压差小于预设阈值时，所述分流支路的数量为零。
可选的，所述分流模块包括：PMOS管，所述PMOS管的源极耦接所述电阻的第一端，所述PMOS管的漏极和栅极共同耦接所述输出端。
可选的，当所述电阻两端的电压差小于所述PMOS管的导通电压时，所述PMOS管截止以使所述分流支路的数量减少至零；当所述电阻两端的电压差大于所述PMOS管的导通电压时，所述PMOS管导通以使所述分流支路的数量增加至一路。
可选的，所述分流模块包括：NMOS管，所述NMOS管的栅极和漏极共同耦接所述电阻的第一端，所述NMOS管的源极耦接所述输出端。
可选的，所述自适应电源电压调节电路集成于时钟电路内，或外接于所述时钟电路。
可选的，所述时钟电路包括反相器模块，所述输出端耦接所述反相器模块。
可选的，所述反相器模块包括：相串联的第一反相器和第二反相器，其中，所述输出端耦接所述第一反相器，所述第二反相器耦接辅助电源电压端，所述辅助电源电压端用于提供辅助电源电压。
可选的，经所述分流模块调节的所述输出端的输出电压基本等于所述辅助电源电压。
可选的，所述时钟电路运行期间，所述反相器模块的供电电压在所述电源电压和辅助电源电压之间切换。
与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：
本发明实施例提供一种自适应电源电压调节电路，包括：RC滤波器，所述RC滤波器包括串联连接的电阻和电容，所述电阻的第一端耦接电源电压端，所述电阻的第二端为输出端，所述电源电压端用于提供电源电压；分流模块，所述分流模块与所述电阻并联连接以在所述电源电压端和所述输出端之间提供分流支路，并且，所述分流支路的数量根据所述电阻两端的电压差调整，以调节所述输出端的输出电压。
采用本实施例方案，能够实现对电源电压的自适应调节，以将输出电压稳定在合适范围内，尤其利于确保供电电压需要在多个电压域之间切换的用电器件的正常运行。具体而言，通过在电阻两端并联分流支路数量可调的分流模块，使得根据输出端的电压大小自适应调节输出电压成为可能。
进一步，所述自适应电源电压调节电路集成于时钟电路内，或外接于所述时钟电路。进一步，所述时钟电路包括相串联的第一反相器和第二反相器，其中，所述输出端耦接所述第一反相器，所述第二反相器耦接辅助电源电压端，所述辅助电源电压端用于提供辅助电源电压。由此，本实施例所述自适应电源电压调节电路的结构能够有效稳定反相器的电源电压，从而在两个电压域之间转换时减小工艺角变化对反相器电源的影响。例如，采用本实施例结构，能够将输出电压稳定在既不会大到影响第一反相器模块的可靠性，又不会小到在电压域切换后导致第二反相器无法正常翻转的程度。
进一步，经所述分流模块调节的所述输出端的输出电压基本等于所述辅助电源电压。由此，当反相器模块的供电电压在所述电源电压和辅助电源电压之间切换时，切换前后对反相器模块的影响几乎被消除。
附图说明
图1是本发明实施例第一种自适应电源电压调节电路的原理示意图；
图2是本发明实施例第二种自适应电源电压调节电路的原理示意图。
具体实施方式
如背景技术所言，现有的时钟电路为了降低产品功耗及面积，移除了LDO并直接使用PMU提供的电源电压。但在跨电源域(即跨电压域)时，由于工艺角影响，易造成器件无法正常开启，导致功能异常。
为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种自适应电源电压调节电路，包括：RC滤波器，所述RC滤波器包括串联连接的电阻和电容，所述电阻的第一端耦接电源电压端，所述电阻的第二端为输出端，所述电源电压端用于提供电源电压；分流模块，所述分流模块与所述电阻并联连接以在所述电源电压端和所述输出端之间提供分流支路，并且，所述分流支路的数量根据所述电阻两端的电压差调整，以调节所述输出端的输出电压。
采用本实施例方案，能够实现对电源电压的自适应调节，以将输出电压稳定在合适范围内，尤其利于确保供电电压需要在多个电压域之间切换的用电器件的正常运行。具体而言，通过在电阻两端并联分流支路数量可调的分流模块，使得根据输出端的电压大小自适应调节输出电压成为可能。
接下来，参照附图来详细说明本发明的实施例。各图中对同一部分标注同一标号。各实施例只是例示，当然可以对以不同实施例所示的结构进行部分置换或组合。变形例中，省略关于与第一实施例共同的事项的描述，仅针对不同点进行说明。尤其，针对同样的结构所产生的同样的作用效果，不再按每个实施例逐一提及。
为使本发明的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
图1是本发明实施例第一种自适应电源电压调节电路的原理示意图。
本实施例方案可以应用于高性能时钟电路需转换电压域的应用场景。
具体地，参考图1，本实施例所述自适应电源电压调节电路1可以包括：RC滤波器，所述RC滤波器可以包括串联连接的电阻11和电容12，所述电阻11的第一端耦接电源电压端AVDD12，所述电阻11的第二端为输出端，所述电源电压端AVDD12用于提供电源电压，该电源电压记作AVDD12(即提供的电压值为1.2v的AVDD电压)。
进一步，电源电压端AVDD12可以通过PMU提供电源电压。
进一步，自适应电源电压调节电路1的输出电压可以记作VA，即作为输出端的电阻11的第二端的输出电压。
进一步，继续参考图1，自适应电源电压调节电路1还可以包括分流模块13，所述分流模块13与所述电阻11并联连接以在所述电源电压端AVDD12和所述输出端之间提供分流支路13，并且，所述分流支路13的数量根据所述电阻11两端的电压差调整，以调节所述输出端的输出电压VA。
采用本实施例方案，能够实现对电源电压AVDD12的自适应调节，以将输出电压VA稳定在合适范围内，尤其利于确保供电电压需要在多个电压域之间切换的用电器件的正常运行。具体而言，通过在电阻11两端并联分流支路数量可调的分流模块13，使得根据输出电压VA的大小实现自适应调节输出电压。
在一个具体实施中，控制供电电压在多个电压域之间切换的用电器件可以为高性能的时钟电路。相应的，自适应电源电压调节电路1可以集成于时钟电路内，或外接于所述时钟电路。
具体地，时钟电路可以包括反相器模块，所述输出端可以耦接所述反相器模块。
例如，参考图1，所述反相器模块可以包括：相串联的第一反相器21和第二反相器22，其中，所述输出端耦接所述第一反相器21，所述第二反相器22耦接辅助电源电压端，该端的电压记作DVDD，由此辅助电源电压端也可称为DVDD端。也即，第一反相器21和第二反相器22可以分别由不同的电源电压端供电，且不同的电源电压端提供的电源电压存在差异。在所述时钟电路运行期间，所述反相器模块的供电电压可以在所述电源电压端AVDD12提供的电源电压和DVDD端提供的电源电压之间切换。。
由此，本实施例所述自适应电源电压调节电路1的结构能够有效稳定反相器的电源电压，从而在两个电压域之间转换时减小工艺角变化对反相器电源的影响。例如，采用本实施例结构，能够将输出电压稳定在即不会大到影响第一反相器21的可靠性，又不会小到在电压域切换后导致第二反相器22无法正常翻转的程度。
进一步，时钟电路还可以包括与第一反相器21串联连接的电容23，适于接收时钟信号并传递至第一反相器21。
在一个具体实施中，第一反相器21和第二反相器22可以分别包括一个或多个反相器。需要指出的是，虽然图1中以第一反相器21和第二反相器22分别包括3个反相器为例进行示例性展示，但在实际应用中，第一反相器21和第二反相器22中各自包括的反相器的具体数量可以根据需要调整。
在一个具体实施中，第一反相器21中与电容23直接耦接的反相器可以并联有电阻24。
在一个具体实施中，第一反相器21中的反相器可以为LVT MOS管。
在一个具体实施中，经所述分流模块13调节的所述输出端的输出电压VA基本等于所述辅助电源电压DVDD。本实施例所述电压域的转换可以指在电源电压端AVDD12和辅助电源电压端(即DVDD端)之间的转换。
由此，当反相器模块的供电电压在所述电源电压AVDD12和辅助电源电压DVDD之间切换时，切换前后对反相器模块的影响几乎被消除。
本实施例所述基本等于可以指，所述输出端的输出电压VA和所述辅助电源电压DVDD之间的差值在可容忍范围内。
在一个具体实施中，当所述电阻11两端的电压差小于预设阈值时，所述分流模块13减少所述分流支路的数量；当所述电阻11两端的电压差大于所述预设阈值时，所述分流模块13增加所述分流支路的数量。
具体地，电阻11两端的电压差可以表示为AVDD12-VA。
当电源电压端AVDD12的输出电流较小时，VA较高，AVDD12-VA较小。则适当减少分流支路的数量以使电流主要流经电阻11，从而压降增加，使得VA的电压降低。由此，能够避免输出电压VA过大而影响LVT MOS管的可靠性。
例如，当所述电阻11两端的电压差AVDD12-VA小于预设阈值时，所述分流支路的数量为零。此时，电流完全流经电阻11，以最大化压降效果。
又例如，当所述电阻11两端的电压差AVDD12-VA小于预设阈值时，所述分流支路的数量可以由m路减少为m-x路，其中m大于等于1，x大于等于1。
当电源电压端AVDD12的输出电流过大时，VA较低，AVDD12-VA较大，则适当增加分流支路的数量以与电阻11并联分流。由于流经电阻11的电流减小，使得压降减小，此时VA的电压升高。由此，能够解决输出电压VA过小而导致切换至DVDD端供电时第二反相器22无法正常翻转的问题。
例如，当电阻11两端的电压差AVDD12-VA小于预设阈值时，分流支路的数量可以由零增加为一路。
又例如，当电阻11两端的电压差AVDD12-VA小于预设阈值时，分流支路的数量可以由n路增加为n+y路，其中n大于等于0，y大于等于1。
在一个具体实施中，继续参考图1，所述分流模块13可以包括：PMOS管，所述PMOS管的源极耦接所述电阻11的第一端(即电源电压端AVDD12)，所述PMOS管的漏极和栅极共同耦接所述输出端。
例如，当所述电阻11两端的电压差AVDD12-VA小于所述PMOS管的导通电压时，所述PMOS管截止以使所述分流支路的数量减少至零。
又例如，当所述电阻11两端的电压差AVDD12-VA大于所述PMOS管的导通电压时，所述PMOS管导通以使所述分流支路的数量增加至一路。
也就是说，本实施例方案引入按二极管(diode)连接形式的PMOS管并与电阻11并联分流。
当电流较小时，VA较高，PMOS管关闭，电流主要流经电阻11，从而压降增加，使得VA降低。
而当电流过大时，VA较低，由于VA越小PMOS管的源极和栅极之间的电压差VSG越大。当VSG大于PMOS管的导通电压时，PMOS管打开并分流，使得流经电阻11的电流减小。随着流经电阻11的电流减小，压降减小，此时VA得到升高。
进一步，VA的下限电压约为VGS，使得VA不会无限制的降低，从而保证转换到DVDD域(即由DVDD端供电的电压域)时反相器能够正常翻转。
在一个具体实施中，可以估计电阻11两端的电压差的大致范围，并相应地调节PMOS管的宽长比，以使PMOS管在较合适的时机导通，确保压降效果。
在一个变化例中，所述分流模块13可以包括：NMOS管，所述NMOS管的栅极和漏极共同耦接所述电阻的第一端，所述NMOS管的源极耦接所述输出端。采用二极管连接方式并联的NMOS管同样能够起到分流的作用。
由上，能够在电源电压端AVDD12和输出端之间提供一路分流支路13，且该分流支路13导通与否是根据电阻11两端的电压差自适应调节的。
在一个变化例中，分流模块13可以包括多个并联连接的PMOS管和/或NMOS管，以强化分流效果。接下来结合图2进行详细阐述。
图2是本发明实施例第二种自适应电源电压调节电路的原理示意图。此处仅主要针对自适应电源电压调节电路2与上述图1所示第一实施例中自适应电源电压调节电路1的不同之处进行说明。
在本实施例中，与上述自适应电源电压调节电路1的区别主要在于，本实施例所述自适应电源电压调节电路2在电源电压端AVDD12和输出端之间提供至少两路分流支路13，且所述至少两路分流支路13中，一路分流支路13包括PMOS管或者NMOS管，其余分流支路13包括串联连接的控制开关31和PMO管(或串联连接的控制开关31和NMOS管)。
其中，每一分流支路13中PMOS管或NMOS管的接法可以参考上述图1所示实施例中的相关描述，在此不与赘述。
当电流较小时，VA较高，未连接控制开关31的那一路分流支路13中的PMOS管关闭(即截止)，其他分流支路13的控制开关31处于打开状态。此时，电流主要流经电阻11，从而压降增加，使得VA降低。
而当电流过大时，VA较低，由于VA越小PMOS管的源极和栅极之间的电压差VSG越大。当VSG大于PMOS管的导通电压时，未连接控制开关31的那一路分流支路13中的PMOS管打开(即导通)并分流，使得流经电阻11的电流减小。随着流经电阻11的电流减小，压降减小，此时VA得到升高。
在一个具体实施中，本实施例所述自适应电源电压调节电路1或自适应电源电压调节电路2还可以适用于其他需要进行电压域转换的电路。
在一个具体实施中，本实施例所述集成或外接有自适应电源电压调节电路1或自适应电源电压调节电路2的时钟电路可以集成于手机、智能手表等具有低功耗和小尺寸需求的智能设备。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (7)

1.一种自适应电源电压调节电路，其特征在于，包括：
RC滤波器，所述RC滤波器包括串联连接的电阻和电容，所述电阻的第一端耦接电源电压端，所述电阻的第二端为输出端，所述电源电压端用于提供电源电压；
分流模块，所述分流模块与所述电阻并联连接以在所述电源电压端和所述输出端之间提供分流支路，并且，所述分流支路的数量根据所述电阻两端的电压差调整，以调节所述输出端的输出电压；
所述自适应电源电压调节电路集成于时钟电路内，或外接于所述时钟电路；所述时钟电路包括反相器模块，所述输出端耦接所述反相器模块；所述反相器模块包括：相串联的第一反相器和第二反相器，其中，所述输出端耦接所述第一反相器，所述第二反相器耦接辅助电源电压端，所述辅助电源电压端用于提供辅助电源电压；所述第一反相器与所述第二反相器由不同的电源电压端供电，且不同的电源电压端提供的电源电压存在差异；所述时钟电路运行期间，所述反相器模块的供电电压在所述电源电压和辅助电源电压之间切换。
2.根据权利要求1所述的自适应电源电压调节电路，其特征在于，
当所述电阻两端的电压差小于预设阈值时，所述分流模块减少所述分流支路的数量；
当所述电阻两端的电压差大于所述预设阈值时，所述分流模块增加所述分流支路的数量。
3.根据权利要求2所述的自适应电源电压调节电路，其特征在于，当所述电阻两端的电压差小于预设阈值时，所述分流支路的数量为零。
4.根据权利要求1所述的自适应电源电压调节电路，其特征在于，所述分流模块包括：
PMOS管，所述PMOS管的源极耦接所述电阻的第一端，所述PMOS管的漏极和栅极共同耦接所述输出端。
5.根据权利要求4所述的自适应电源电压调节电路，其特征在于，
当所述电阻两端的电压差小于所述PMOS管的导通电压时，所述PMOS管截止以使所述分流支路的数量减少至零；
当所述电阻两端的电压差大于所述PMOS管的导通电压时，所述PMOS管导通以使所述分流支路的数量增加至一路。
6.根据权利要求1所述的自适应电源电压调节电路，其特征在于，所述分流模块包括：
NMOS管，所述NMOS管的栅极和漏极共同耦接所述电阻的第一端，所述NMOS管的源极耦接所述输出端。
7.根据权利要求1所述的自适应电源电压调节电路，其特征在于，经所述分流模块调节的所述输出端的输出电压等于所述辅助电源电压。
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