CN111817821A - Nr系统进行dci盲检的方法及装置 - Google Patents

Nr系统进行dci盲检的方法及装置 Download PDF

Info

Publication number
CN111817821A
CN111817821A CN202010918196.8A CN202010918196A CN111817821A CN 111817821 A CN111817821 A CN 111817821A CN 202010918196 A CN202010918196 A CN 202010918196A CN 111817821 A CN111817821 A CN 111817821A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
noise ratio
pdcch
channel
dmrs
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202010918196.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111817821B (zh
Inventor
贾亚男
滕跃
高浪
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ASR Microelectronics Co Ltd
Original Assignee
ASR Microelectronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ASR Microelectronics Co Ltd filed Critical ASR Microelectronics Co Ltd
Priority to CN202010918196.8A priority Critical patent/CN111817821B/zh
Publication of CN111817821A publication Critical patent/CN111817821A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111817821B publication Critical patent/CN111817821B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0036—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff arrangements specific to the receiver
    • H04L1/0038—Blind format detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0052—Realisations of complexity reduction techniques, e.g. pipelining or use of look-up tables
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0052—Realisations of complexity reduction techniques, e.g. pipelining or use of look-up tables
    • H04L1/0053—Realisations of complexity reduction techniques, e.g. pipelining or use of look-up tables specially adapted for power saving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/024—Channel estimation channel estimation algorithms
    • H04L25/0256—Channel estimation using minimum mean square error criteria

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

本申请公开了一种NR系统进行DCI盲检的方法。步骤S12：基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值；步骤S14：在CORESET上基于预编码粒度对PDCCH DMRS采用LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计；步骤S16：在PDCCH DMRS信道估计阶段以REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比；步骤S18：在DCI盲检PDCCH候选前，先计算出当前PDCCH候选上的平均信噪比并判断其是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复步骤S18处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有PDCCH候选。本申请基于信噪比对DCI的盲检进行预筛选，避免对无效的PDCCH候选进行复杂的解调、解码和CRC检验等计算。

Description

NR系统进行DCI盲检的方法及装置
技术领域
本申请涉及一种无线通信技术，特别是涉及一种用于5G NR（fifth generationradio access technology，第五代无线接入技术）协议中基于PDCCH（physical downlinkcontrol channel，物理下行控制信道） DMRS（demodulation reference signal，解调参考信号）的信道估计来提高DCI（downlink control information，下行控制信息）盲检效率的方法及装置。
背景技术
LTE（Long Term Evolution，长期演进技术）系统中，PDCCH统一采用小区（cell）级且始终在线（always on）的CRS（Cell-specific Reference Signal，小区特定参考信号）进行信道估计。同一小区内各个UE（user equipment，用户设备）采用相同的
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE002
来生成CRS伪随机序列，其中
Figure 633236DEST_PATH_IMAGE002
表示小区ID（identity，标识）。CRS伪随机序列的初始化值cinit如公式一所示。
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE004
（公式一）。
其中，当CRS是DRS（Discovery Reference Signal，发现参考信号）的一部分且对于帧结构类型三（frame structure type 3）而言
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE006
，其他情况下
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE008
。ns表示时隙（slot）编号，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE010
表示OFDM（Orthogonal Frequency DivisionMultiplex，正交频分复用）符号编号，NCP表示OFDM符号的循环前缀，运算符“
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE012
”表示乘法运算，运算符“
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE014
”表示取模运算，运算符“
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE016
”表示向下取整运算。本文件中，相同的符号及运算符具有相同含义，以下不再赘述。
DCI盲检时，UE在信道估计阶段，无法基于CRS估计出的信道来判断当前PDCCH候选（PDCCH candidate）上的时频资源上是否承载了该UE的DCI信息。
NR系统中，PDCCH采用小区级和UE级两种类型的DMRS参考序列进行信道估计，并且一个CORESET（Control Resource Set，控制资源集）时频资源上的PDCCH DMRS序列可能采用不同的初始化值，PDCCH DMRS序列的初始化值cinit2如公式二所示。
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE018
（公式二）。
其中
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE020
表示时隙上的OFDM符号数，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE022
表示无线帧上的时隙数。
公式二中，UE初始化PDCCH DMRS序列时采用的NID可能是高层配置的PDCCH DMRS扰码标识（PDCCH-DMRS-Scrambling ID，也称PDCCH DMRS加扰标识），也可能是小区ID即
Figure 170616DEST_PATH_IMAGE002
。CORESET上的非本UE的PDCCH候选资源上是否存在PDCCH DMRS，UE不能做任何假设，待盲检的PDCCH候选上可能存在有效的PDCCH DMRS，也可能不存在有效的PDCCH DMRS。DCI盲检时，UE首先在CORESET上基于自己的PDCCH DMRS序列进行信道估计。如果REG捆绑（REG bundle。其中REG表示Resource Element Group，资源元素组，也称资源粒子组）对应的PDCCH DMRS时频资源上没有传输有效的PDCCH DMRS序列[如：基站未发送任何数据、或者发送的是PDSCH（physical downlink shared channel，物理下行共享信道）数据、或者PDCCH DMRS序列的初始化NID不同]，解扰后的信道HLS近似为随机值，在该REG捆绑上基于解扰后的信道HLS计算的信噪比（signal-to-noise ratio，SNR）将偏离真实值（如：当采用频域相关矩阵来计算信噪比时，十进制信噪比近似为0）。如果REG捆绑对应的PDCCH DMRS时频资源上传输了有效的PDCCH DMRS序列（如：PDCCH DMRS序列的初始化NID相同），在该REG捆绑上基于解扰后的信道HLS计算出的信噪比接近于实际环境下的信噪比值。
发明内容
本申请所要解决的技术问题是在NR系统中，为了尽可能提高PDCCH DCI盲检效率，通过在PDCCH DMRS信道估计阶段计算出REG捆绑级的信噪比供后续DCI盲检判决使用，通过识别无效PDCCH候选来减少DCI盲检计算量和提高DCI盲检速度。
为解决上述技术问题，本申请提出了一种NR系统进行DCI盲检的方法，包括如下步骤。步骤S12：基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值。步骤S14：在控制资源集CORESET上，基于预编码粒度对物理下行控制信道PDCCH的解调参考信号DMRS采用线性最小均方误差LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。步骤S16：在PDCCH DMRS信道估计阶段以资源元素组REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比。步骤S18：在下行控制信息DCI盲检PDCCH候选前，先基于每一个REG捆绑级的信噪比计算出当前PDCCH候选上的平均信噪比；随后判断当前PDCCH候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复步骤S18处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。本申请在步骤S18中基于信噪比对DCI的盲检进行预筛选，具体而言是在DCI盲检前对待检查的PDCCH候选的信噪比进行判决，避免对无效的PDCCH候选进行复杂的解调、解码和CRC检验等计算。
进一步地，所述步骤S12中，所述网络侧配置的参数是指搜索空间集和CORESET的配置参数；所述获取QCL关系是指获取与当前CORESET的PDCCH DMRS具有QCL关系的信道或参考信号，包括同步信号块SSB信号或者时间/频率跟踪的信道状态信息参考信号CSI-RS。这是对步骤S12的详细说明，给出了两种示例性的QCL关系。
优选地，所述步骤S12中，当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL类型A或类型D关系时，将SSB信号的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再基于SSB信号的信噪比计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和。这是第一种示例性的QCL关系以及由此计算参考信噪比门限值的详细说明。
优选地，所述步骤S12中，当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL类型A或类型D关系时，将时间/频率跟踪的CSI-RS信号的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再基于时间/频率跟踪的CSI-RS信号的信噪比来计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和。这是第二种示例性的QCL关系以及由此计算参考信噪比门限值的详细说明。
进一步地，所述步骤S14中，获取PDCCH REG的时频位置，计算频域接收信号中PDCCH DMRS的时频位置；获取当前用户设备UE的小区标识，或者是高层配置的PDCCH DMRS扰码标识，用于计算PDCCH DMRS序列；获取REG捆绑的大小，用于指示计算信噪比的粒度；对CORESET上所有潜在的PDCCH DMRS频域接收信号做最小二乘法估计，获得解扰后的信道，如公式三所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE024
（公式三）。
其中，HLS(k,
Figure 825719DEST_PATH_IMAGE010
)表示第k个子载波、第
Figure 220928DEST_PATH_IMAGE010
个OFDM符号上所对应的资源单元RE解扰后的信道，其中RE表示某一对k和
Figure 409202DEST_PATH_IMAGE010
的组合所对应的时频资源位置；右上角的“
Figure DEST_PATH_IMAGE026
”表示共轭求逆运算，Y(k,
Figure 231665DEST_PATH_IMAGE010
)表示UE接收信号，H(k,
Figure 374064DEST_PATH_IMAGE010
)表示信道，N(k,
Figure 572964DEST_PATH_IMAGE010
)表示UE接收噪声，NLS(k,
Figure 241843DEST_PATH_IMAGE010
)表示解扰后的信号噪声，XBS(k,
Figure 346459DEST_PATH_IMAGE010
)为基站在某个时隙的第
Figure 100788DEST_PATH_IMAGE010
个OFDM符号的第k个子载波上映射的数据，XUE(k,
Figure 837800DEST_PATH_IMAGE010
)为UE基于CORESET的配置计算获得的PDCCH DMRS序列。这是对步骤S14的详细说明。
优选地，所述步骤S14中，当XBS(k,
Figure 502130DEST_PATH_IMAGE010
)和XUE(k,
Figure 931975DEST_PATH_IMAGE010
)相同时，第k个子载波、第
Figure 173600DEST_PATH_IMAGE010
个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,
Figure 448724DEST_PATH_IMAGE010
)如公式四所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE028
（公式四）。
当XBS(k,
Figure 466096DEST_PATH_IMAGE010
)和XUE(k,
Figure 801262DEST_PATH_IMAGE010
)不同时，第k个子载波、第
Figure 139971DEST_PATH_IMAGE010
个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,
Figure 218786DEST_PATH_IMAGE010
)如公式五所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE030
（公式五）。
公式五中，XPN0(k,
Figure 365033DEST_PATH_IMAGE010
)为第k个子载波、第
Figure 136680DEST_PATH_IMAGE010
个OFDM符号上所对应的RE的等效随机序列，如公式六所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE032
（公式六）。
以上内容是对步骤S14的进一步详细说明，并给出了两种不同情形下的解扰后的信道的计算方式。
进一步地，所述步骤S16中，在预编码粒度内，根据REG捆绑的大小计算每个REG捆绑上PDCCH DMRS位置的信噪比SNRregBundle，这就是REG捆绑级的信噪比。
优选地，所述步骤S16中，当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL类型A或类型D关系时，将PDCCH DMRS解扰后的信道根据滤波阶数组成对应的相关矩阵RHH，并根据相关矩阵RHH对角元素和非对角元素的差值来计算噪声功率，而非对角元素可等效为信号功率，进而估计PDCCH REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。这是步骤S16的第一种实现方式。
进一步地，所述步骤S16中，当采用正确的PDCCH DMRS序列解扰时，REG捆绑级的信噪比如公式十七所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE034
（公式十七）。
当PDCCH DMRS解扰序列和基站端发送的参考信号不一致时，REG捆绑级的信噪比如公式二十一所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE036
（公式二十一）。
其中，r10表示矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE038
第1行第0列的元素，r21表示矩阵
Figure 336586DEST_PATH_IMAGE038
第2行第1列的元素，
Figure 219091DEST_PATH_IMAGE038
表示频域解扰后的信道的相关矩阵，σ2表示频域解扰后的信道的噪声功率。这是步骤S16的第一种实现方式的详细说明，并给出了两种不同情形下的REG捆绑级的信噪比的计算方式。
优选地，所述步骤S16中，当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL类型A或类型D关系时，对PDCCH DMRS解扰后的信道进行滤波，使用滤波前的信道和滤波后的信道的差值来计算噪声功率，而滤波后的信道为信号功率，进而估计PDCCH REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。这是步骤S16的第二种实现方式。
进一步地，所述步骤S16中，当解扰序列不正确时，REG捆绑级的信噪比如公式二十七所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE040
（公式二十七）。
当解扰序列正确时，REG捆绑级的信噪比如公式三十三所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE042
（公式三十三）。
其中，SNRmmse表示LMMSE滤波后的信噪比，E()表示取统计平均的运算符，Hmmse(k,
Figure 446941DEST_PATH_IMAGE010
)表示LMMSE滤波后的信道，Nmmse(k,
Figure 389489DEST_PATH_IMAGE010
)表示LMMSE滤波后的噪声，右上角的“
Figure 938676DEST_PATH_IMAGE026
”表示共轭求逆运算，H表示真实信道，σ2表示频域解扰后的信道的噪声功率，SNRmmse表示LMMSE滤波后的信噪比，SNRThreshold表示参考信噪比。这是步骤S16的第二种实现方式的详细说明，并给出了两种不同情形下的REG捆绑级的信噪比的计算方式。
进一步地，所述步骤S18中，对一个PDCCH候选中的所有PDCCH REG捆绑级的信噪比求平均来获得当前PDCCH候选的平均信噪比；若当前PDCCH候选的平均信噪比小于参考信噪比门限值，则认为当前PDCCH候选无效，不再进行当前PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，认为当前PDCCH候选有效，继续进行当前PDCCH候选的后续盲检步骤。这是步骤S18的详细说明。
本申请还提出了一种NR系统进行DCI盲检的装置，包括计算单元一、信道估计单元、计算单元二、计算单元三和判断单元。所述计算单元一用来基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值。所述信道估计单元用来在控制资源集CORESET上，基于预编码粒度对物理下行控制信道PDCCH的解调参考信号DMRS采用线性最小均方误差LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。所述计算单元二用来在PDCCHDMRS信道估计阶段以资源元素组REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比。所述计算单元三用来在PDCCH DMRS信道估计阶段基于每一个REG捆绑级的信噪比以PDCCH候选为单位计算每一个PDCCH候选级的平均信噪比。所述判断单元用来在下行控制信息DCI盲检PDCCH候选前，判断当前PDCCH候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。本申请由判断单元基于信噪比对DCI的盲检进行预筛选，具体而言是在DCI盲检前对待检查的PDCCH候选的信噪比进行判决，避免对无效的PDCCH候选进行复杂的解调、解码和CRC检验等计算。
本申请取得的技术效果是降低基带数据处理时延和能耗。本申请中，UE通过充分使用已知的QCL信息，其中QCL信息包括SSB或者CSI-RS与PDCCH CORESET的QCL关系，以及SSB或者CSI-RS的信噪比，只需在DCI盲检前预先判断待盲检的PDCCH候选的平均信噪比SNRcandi是否满足一定门限，若小于某一门限值，则结束该PDCCH候选的后续盲检过程，这样就可以提高UE盲检DCI的效率，降低UE盲检DCI的计算量和能量消耗，达到降低基带数据处理时延和能耗的效果。由于5G网络可能在1个时隙的下行传输带宽上配置最大44个PDCCH候选，这44个PDCCH候选可以分布在最大10个PDCCH搜索空间的最大3个CORESET上，所以，UE需要从上述最大44个PDCCH候选中盲检出网络发送给自己的DCI信息。而5G网络为了提高系统容量和所调度的用户数，往往会在一个时隙的同一个搜索空间的同一个CORESET上同时调度多个UE用户，且不同UE之间使用不同的PDCCH候选来避免相互干扰，而UE自己不知道哪个PDCCH候选属于自己，只能通过盲检来获取自己的DCI信息。UE在DCI盲检时，如果基于网络调度的非本UE的PDCCH候选资源进行盲检计算，将无法获取正确的DCI信息，进而导致盲检效率下降、盲检计算量增加而导致的能量消耗增加等。本申请根据所述准则预先剔除一部分网络调度的非本UE的PDCCH候选，来提高DCI盲检效率、降低UE盲检能耗。
附图说明
图1是本申请提供的NR系统进行DCI盲检的方法的流程图。
图2是本申请提供的NR系统进行DCI盲检的装置的结构示意图。
图中附图标记说明：10为计算单元一、20为信道估计单元、30为计算单元二、40为计算单元三、50为判断单元。
具体实施方式
请参阅图1，本申请提供的NR系统进行DCI盲检的方法包括如下步骤。
步骤S12：基于网络侧配置的参数获取QCL（Quasi co-location，准共站址，也称准共址、准同位）关系，计算参考信噪比门限值SNRref。
步骤S14：在CORESET上，基于预编码粒度（precoder granularity）对PDCCH DMRS采用LMMSE（Linear Minimum Mean Square Error，线性最小均方误差）准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。
步骤S16：在PDCCH DMRS信道估计阶段以REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。
步骤S18：在DCI盲检PDCCH候选前，先基于每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle计算出当前PDCCH候选上的平均信噪比SNRcandi。一个PDCCH候选集合上可能存在多个PDCCHREG捆绑，所以需要以一个PDCCH候选对应的多个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的平均值作为该PDCCH候选的平均信噪比SNRcandi。随后判断当前PDCCH候选的平均信噪比SNRcandi是否小于参考信噪比门限值SNRref，用来判断当前PDCCH候选是否有效。若SNRcandi＜SNRref，则认为当前PDCCH候选无效，无需再进行后续盲检步骤，停止该PDCCH候选的后续盲检步骤。否则，认为当前PDCCH候选有效，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤。重复步骤S18处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。
NR系统中，CORESET配置比较灵活，在某个时隙内可能会集中调度多个DCI，需要UE能够及时解调、解码对应的DCI信息。为提高DCI盲检效率，减少功耗，本申请在步骤S18中基于信噪比对DCI的盲检进行预筛选，具体而言是在DCI盲检前对待检查的PDCCH候选的信噪比进行判决，避免对无效的PDCCH候选进行复杂的解调、解码和CRC（cyclic redundancycheck，循环冗余校验）检验等计算。为应对复杂多变的通信环境，需要设计合理的信噪比判决门限，以避免判决条件较松时不能区分出无效的PDCCH候选，或者判决条件较严时剔除了有效的PDCCH候选。
所述步骤S12中，所述网络侧配置的参数是指Search space set（搜索空间集）和CORESET的配置参数。所述获取QCL关系是指获取与当前CORESET的PDCCH DMRS具有QCL关系的信道或RS（reference signal，参考信号）信号，可能是SSB（Synchronization SignalBlock，同步信号块）信号或者时间/频率跟踪的CSI-RS（CSI-RS for time/frequencytracking。其中CSI-RS表示Channel-state information reference signal，信道状态信息参考信号）信号。当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL关系，则基于SSB信号的信噪比来计算参考信噪比门限值。当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL关系，则基于时间/频率跟踪的CSI-RS信号的信噪比来计算参考信噪比门限值。
当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL-TypeA/D（QCL类型A或类型D）关系时，基于SSB信号的信噪比来计算参考信噪比SNRThreshold是指：根据NR协议规定，如果两个参考信号具有QCL-TypeA/D的关系，可认为两类信号具有相同的特性，如果再已知了基站发送信号SSB和PDCCHDMRS的功率因子，以及UE接收信号SSB和PDCCH DMRS信号的功率，就可以计算出参考信噪比SNRThreshold。由于基站发送的PDCCH DMRS和SSB信号功率可能不同，UE端可根据网络配置的PDCCH DMRS和SSB功率因子，将SSB的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再计算参考信噪比SNRThreshold，这样就可以消除资源映射时功率因子的影响，并可用于筛选有效的PDCCH候选。为消除计算精度等不确定因素的影响，根据参考信噪比SNRThreshold所在范围来设定不同等级的冗余信噪比SNRΔ，SNRΔ≤0，最终的参考信噪比门限值SNRref＝SNRThreshold＋SNRΔ。比如，当0＜SNRThreshold≤L1时，设置SNRΔ＝snrlevel1。
当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL-TypeA/D关系时，基于时间/频率跟踪的CSI-RS信号的信噪比来计算参考信噪比SNRThreshold是指：如果两个参考信号具有QCL-TypeA/D的关系，可认为两类信号具有相同的特性，如果再已知了基站发送信号CSI-RS和PDCCH DMRS的功率因子，以及UE接收信号CSI-RS和PDCCH DMRS信号的功率，就可以计算出参考信噪比SNRThreshold。由于基站发送的PDCCH DMRS和时间/频率跟踪的CSI-RS信号功率可能不同，UE端可根据网络配置的PDCCH DMRS和时间/频率跟踪的CSI-RS功率因子，将时间/频率跟踪的CSI-RS的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再计算参考信噪比SNRThreshold，这样就可以消除资源映射时功率因子的影响，并可用于筛选有效的PDCCH候选。为消除计算精度等不确定因素的影响，根据参考信噪比SNRThreshold所在范围来设定不同等级的冗余信噪比SNRΔ，SNRΔ≤0，最终的参考信噪比门限值SNRref＝SNRThreshold＋SNRΔ。比如，当0＜SNRThreshold≤L1时，设置SNRΔ＝snrlevel1。
所述步骤S14中，获取PDCCH REG的时频位置，计算频域接收信号中PDCCH DMRS的时频位置；获取当前UE的NID，用于计算PDCCH DMRS序列；NID可能是高层配置的PDCCH DMRS扰码标识，也可能是小区ID即
Figure 359293DEST_PATH_IMAGE002
；获取REG捆绑的大小，用于指示计算信噪比的粒度。以上内容之间没有顺序要求。对CORESET上所有潜在的PDCCH DMRS频域接收信号做LS（LeastSquares，最小二乘法）估计，获得解扰后的信道HLS，如公式三所示。
Figure 831862DEST_PATH_IMAGE024
（公式三）。
其中，HLS(k,
Figure DEST_PATH_IMAGE043
)表示第k个子载波、第
Figure 86257DEST_PATH_IMAGE043
个OFDM符号上所对应的RE（ResourceElement，资源单元）解扰后的信道，其中RE可表示某一对k和
Figure 11488DEST_PATH_IMAGE010
的组合所对应的时频资源位置。右上角的“
Figure 609697DEST_PATH_IMAGE026
”表示共轭求逆运算，Y(k,
Figure 671194DEST_PATH_IMAGE010
)表示UE接收信号，H(k,
Figure 955545DEST_PATH_IMAGE010
)表示信道，N(k,
Figure 977859DEST_PATH_IMAGE010
)表示UE接收噪声，NLS(k,
Figure 5858DEST_PATH_IMAGE010
)表示解扰后的信号噪声，XBS(k,
Figure 187440DEST_PATH_IMAGE010
)为基站在某个时隙的第
Figure 13664DEST_PATH_IMAGE010
个OS（OFDMsignal，OFDM符号）符号的第k个子载波上映射的数据，可能是PDSCH、或者PDCCH、或者噪声。XUE(k,
Figure 913487DEST_PATH_IMAGE010
)为UE基于CORESET的配置计算获得的PDCCH DMRS序列。
当XBS(k,
Figure 479598DEST_PATH_IMAGE010
)和XUE(k,
Figure 656632DEST_PATH_IMAGE010
)相同时，第k个子载波、第
Figure 17206DEST_PATH_IMAGE010
个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,
Figure 404325DEST_PATH_IMAGE010
)如公式四所示。
Figure 148028DEST_PATH_IMAGE028
（公式四）。
当XBS(k,
Figure 38624DEST_PATH_IMAGE010
)和XUE(k,
Figure 835678DEST_PATH_IMAGE010
)不同时，第k个子载波、第
Figure 319881DEST_PATH_IMAGE010
个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,
Figure 493373DEST_PATH_IMAGE010
)如公式五所示。
Figure 504054DEST_PATH_IMAGE030
（公式五）。
公式五中，XPN0(k,
Figure 583262DEST_PATH_IMAGE010
)为第k个子载波、第
Figure 679394DEST_PATH_IMAGE010
个OFDM符号上所对应的RE的等效随机序列，如公式六所示。此时，不同RE位置的解扰后的信道将不相关。
Figure 390998DEST_PATH_IMAGE032
（公式六）。
为提高PDCCH DMRS信道估计的准确性，一般采用LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波，以降低噪声的影响。
所述步骤S16中，在预编码粒度内，根据REG捆绑的大小计算每个REG捆绑上PDCCHDMRS位置的信噪比SNRregBundle。根据不同的应用场景，如：PDCCH DMRS和SSB信号是QCL-TypeA/D关系时，或者PDCCH DMRS和时间/频率跟踪的CSI-RS信号（即TRS，trackingreference signal，跟踪参考信号）是QCL-TypeA/D关系时，分别有如下两种计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的方案。
方案一：当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL-TypeA/D关系时，在计算时频二维LMMSE滤波系数时，需要计算出频域解扰后的信道HLS的相关矩阵RHH和噪声功率σ2，基于上述信息计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle，详细说明在下文。
方案二：当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL-TypeA/D关系时，PDCCH DMRS在计算时域、频域LMMSE二维滤波时，直接使用时间/频率跟踪的CSI-RS信号给出的相关矩阵RHH和噪声功率σ2来计算滤波系数w。该相关矩阵RHH是对PDP（power delayprofile，功率时延谱）做FFT（fast fourier transform，快速傅里叶变换）变换得到的，无需计算。因此，在REG捆绑粒度上，采用滤波前和滤波后的信道估计值来计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle，详细说明在下文。
所述步骤S18中，基于每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle计算出待盲检的当前PDCCH候选上的平均信噪比SNRcandi，如公式七所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE045
（公式七）。
其中，RegBundleSet表示该PDCCH候选上的REG捆绑集合，BundleNum表示该PDCCH候选上的REG捆绑的数量。
作为一个示例，所述步骤S16中，计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的方案一具体包括如下内容。方案一是将PDCCH DMRS解扰后的信道HLS根据滤波阶数组成对应的相关矩阵RHH，并根据相关矩阵RHH对角元素和非对角元素的差值来计算噪声功率，而非对角元素可等效为信号功率，进而可用来估计PDCCH REG捆绑的SNRregBundle。
PDCCH DMRS在时域、频域LMMSE二维滤波时的滤波系数w如公式八所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE047
（公式八）。
其中，RHH表示理想信道H的相关矩阵，
Figure 397131DEST_PATH_IMAGE038
表示频域解扰后的信道HLS的相关矩阵，σ2表示频域解扰后的信道HLS的噪声功率，I表示单位矩阵，
Figure DEST_PATH_IMAGE049
表示矩阵求逆运算，rHH为RHH某一列。频域解扰后的信道HLS的相关矩阵
Figure 909890DEST_PATH_IMAGE038
为预编码粒度内矢量累加后的结果，以三阶滤波为例，在完成REG捆绑的频域上N个PRB（physical resource block，物理资源块）累加后，再在时域M个PDCCH DMRS符号上累加，如公式九所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE051
（公式九）。
其中，T表示时域集合，F表示频域集合，HLS(k-1,
Figure DEST_PATH_IMAGE052
)表示第k-1个子载波以及第
Figure 103105DEST_PATH_IMAGE052
个OFDM符号上的解扰后的信道，HLS(k,
Figure DEST_PATH_IMAGE053
)表示第k个子载波以及第
Figure 977653DEST_PATH_IMAGE053
个OFDM符号上的解扰后的信道，HLS(k+1,
Figure 962927DEST_PATH_IMAGE053
)表示第k+1个子载波以及第
Figure 148051DEST_PATH_IMAGE053
个OFDM符号上的解扰后的信道，k≥0。M表示REG捆绑的频域上的PRB数量，N表示REG捆绑的时域上的PDCCH DMRS符号数量。
进一步，由于
Figure DEST_PATH_IMAGE055
，为计算
Figure DEST_PATH_IMAGE057
，需要计算出噪声功率
Figure DEST_PATH_IMAGE059
，令公式十成立。
Figure DEST_PATH_IMAGE061
（公式十）。
其中，r00表示矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE062
第0行第0列的元素，r01表示矩阵
Figure 592677DEST_PATH_IMAGE062
第0行第1列的元素，以此类推。
方案一的情况一，当采用正确的PDCCH DMRS序列解扰时有公式十一至公式十五成立。
Figure DEST_PATH_IMAGE064
（公式十一）。
其中，E()表示取统计平均的运算符，HLS(1)表示元素r11对应的解扰后的信道，H(1)表示元素r11对应的真实信道，NLS(1)表示元素r11对应的解扰后的噪声。
Figure DEST_PATH_IMAGE066
（公式十二）。
其中，H(0)表示元素r00所对应的真实信道。
Figure DEST_PATH_IMAGE068
（公式十三）。
Figure DEST_PATH_IMAGE070
（公式十四）。
其中，HLS(0)表示元素r10对应的解扰后的信道。
Figure DEST_PATH_IMAGE072
（公式十五）。
其中，H(2)表示元素r21对应的真实信道。
假设相邻子载波的真实信道H近似相同，则有r00≈r11≈r22，噪声功率如公式十六所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE074
（公式十六）。
在计算LMMSE滤波系数时，必须有上述步骤，所以只需再增加一步计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的步骤，其中(r10+r21)/2可近似为信号功率，所以有公式十七成立。
Figure DEST_PATH_IMAGE075
（公式十七）。
方案一的情况二，当PDCCH DMRS解扰序列和基站端发送的参考信号不一致时，有公式十八至公式十九成立。
Figure DEST_PATH_IMAGE077
（公式十八）。
其中，XPN(1)和XPN(0)分别表示元素r11、元素r00对应的随机序列，NLS(1)和NLS(0)分别表示元素r10对应的连续两个子载波相对编号为0和1解扰后的噪声。
Figure DEST_PATH_IMAGE079
（公式十九）。
假设相邻子载波的真实信道H近似相同，乘以幅度为1的随机序列后功率不变，则有r00≈r11≈r22，采用公式二十计算噪声功率。
Figure DEST_PATH_IMAGE081
（公式二十）。
由于信号功率近似为0，所以有公式二十一成立。
Figure DEST_PATH_IMAGE082
（公式二十一）。
由公式十七可知，当某一个PDCCH DMRS的REG捆绑是目标捆绑时，所对应的REG捆绑级的信噪比是大概率远大于0。由公式二十一可知，当某一个PDCCH DMRS的REG捆绑不是目标捆绑时，所对应的REG捆绑级的信噪比近似为0。
作为一个示例，所述步骤S16中，计算REG捆绑级的信噪比SNRregBundle的方案二具体包括如下内容。方案二是对PDCCH DMRS解扰后的信道HLS进行滤波，使用滤波前的信道和滤波后的信道的差值来计算噪声功率，而滤波后的信道为信号功率，进而可以来估计PDCCHREG捆绑的SNRregBundle。
根据LMMSE准则可得时频二维LMMSE滤波系数w，如公式二十二所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE084
（公式二十二）。
以三阶滤波为例，假设滤波系数w(k-1)=w(k)=w(k+1)=1/3，且H(k-1,
Figure 757335DEST_PATH_IMAGE053
)=H(k,
Figure 597115DEST_PATH_IMAGE053
)=H(k+1,
Figure 77775DEST_PATH_IMAGE053
)时，对第k个子载波滤波加权滤波。其中w(k-1)、w(k)、w(k+1)分别表示子载波k-1、子载波k和子载波k+1分别对应的滤波系数。H(k-1,
Figure 6767DEST_PATH_IMAGE053
)、H(k,
Figure 863865DEST_PATH_IMAGE053
)、H(k+1,
Figure 558151DEST_PATH_IMAGE053
)分别表示同一OFDM符号
Figure 209713DEST_PATH_IMAGE053
下，子载波k-1、子载波k和子载波k+1分别对应的真实信道。
方案二的情况一，若解扰序列不正确，则有如下滤波结果，如公式二十三所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE086
（公式二十三）。
其中，NLS(k-1,
Figure 504297DEST_PATH_IMAGE053
)表示第k-1个子载波以及第
Figure 899506DEST_PATH_IMAGE053
个OFDM符号上的解扰后的噪声，NLS(k,
Figure 448299DEST_PATH_IMAGE053
)表示第k个子载波以及第
Figure 411707DEST_PATH_IMAGE053
个OFDM符号上的解扰后的噪声，NLS(k+1,
Figure 678740DEST_PATH_IMAGE053
)表示第k+1个子载波以及第
Figure 877640DEST_PATH_IMAGE053
个OFDM符号上的解扰后的噪声，Hmmse(k,
Figure 392192DEST_PATH_IMAGE053
)表示LMMSE滤波后的信道。XPN(k-1,
Figure 651135DEST_PATH_IMAGE053
)为第k-1个子载波、第
Figure 405464DEST_PATH_IMAGE053
个OFDM符号上所对应的RE随机序列，XPN(k,
Figure 142476DEST_PATH_IMAGE053
)为第k个子载波、第
Figure 806807DEST_PATH_IMAGE053
个OFDM符号上所对应的RE随机序列，XPN(k+1,
Figure 236651DEST_PATH_IMAGE053
)为第k+1个子载波、第
Figure 212697DEST_PATH_IMAGE053
个OFDM符号上所对应的RE随机序列。
由于
Figure DEST_PATH_IMAGE088
，令公式二十四成立。
Figure DEST_PATH_IMAGE090
（公式二十四）。
Nmmse(k,
Figure 737088DEST_PATH_IMAGE053
)表示LMMSE滤波后的噪声。
对应的噪声功率如公式二十五所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE092
（公式二十五）。
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE094
，
Figure DEST_PATH_IMAGE096
，不相关的信号之间做相关后均值为0。
噪声功率可表述为公式二十六。
Figure DEST_PATH_IMAGE098
（公式二十六）。
对REG捆绑对应的
Figure DEST_PATH_IMAGE100
个子载波和
Figure DEST_PATH_IMAGE102
个符号上的信号和噪声功率分别求平均后，如公式二十七所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE103
（公式二十七）。
其中，SNRmmse表示LMMSE滤波后的信噪比，H表示真实信道。
方案二的情况二，若解扰序列正确，则有如下滤波结果，如公式二十八所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE105
（公式二十八）。
由于
Figure DEST_PATH_IMAGE107
，令公式二十九成立。
Figure DEST_PATH_IMAGE109
（公式二十九）。
对应的噪声功率如公式三十所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE111
（公式三十）。
噪声功率可表述为公式三十一。
Figure DEST_PATH_IMAGE113
（公式三十一）。
对REG捆绑对应的k个子载波和
Figure 405660DEST_PATH_IMAGE053
个符号上的信号和噪声功率分别求平均后，如公式三十二所示。
Figure DEST_PATH_IMAGE115
（公式三十二）。
假设参考信噪比SNRThreshold就是实际的信噪比，
Figure DEST_PATH_IMAGE117
，则有公式三十三成立。
Figure DEST_PATH_IMAGE118
（公式三十三）。
与图1相对应地，本申请提供的NR系统进行DCI盲检的装置包括计算单元一10、信道估计单元20、计算单元二30、计算单元三40和判断单元50，如图2所示。
所述计算单元一10用来基于网络侧配置的参数获取QCL关系，计算参考信噪比门限值SNRref。
所述信道估计单元20用来在CORESET上，基于预编码粒度对PDCCH DMRS采用LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计。
所述计算单元二30用来在PDCCH DMRS信道估计阶段以REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。
所述计算单元三40用来在PDCCH DMRS信道估计阶段基于每一个REG捆绑级的信噪比SNRregBundle以PDCCH候选为单位计算每一个PDCCH候选级的平均信噪比SNRcandi。
所述判断单元50用来在DCI盲检PDCCH候选前，判断当前PDCCH候选的平均信噪比SNRcandi是否小于参考信噪比门限值SNRref；若SNRcandi＜SNRref，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。
以上仅为本申请的优选实施例，并不用于限定本申请。对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (13)

1.一种NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，包括如下步骤；
步骤S12：基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值；
步骤S14：在控制资源集CORESET上，基于预编码粒度对物理下行控制信道PDCCH的解调参考信号DMRS采用线性最小均方误差LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计；
步骤S16：在PDCCH DMRS信道估计阶段以资源元素组REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比；
步骤S18：在下行控制信息DCI盲检PDCCH候选前，先基于每一个REG捆绑级的信噪比计算出当前PDCCH候选上的平均信噪比；随后判断当前PDCCH候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复步骤S18处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。
2. 根据权利要求1所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S12中，所述网络侧配置的参数是指搜索空间集和CORESET的配置参数；所述获取QCL关系是指获取与当前CORESET的PDCCH DMRS具有QCL关系的信道或参考信号，包括同步信号块SSB信号或者时间/频率跟踪的信道状态信息参考信号CSI-RS。
3. 根据权利要求2所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S12中，当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL类型A或类型D关系时，将SSB信号的发射功率归一化到PDCCHDMRS的功率等级，然后再基于SSB信号的信噪比计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和。
4. 根据权利要求2所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S12中，当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL类型A或类型D关系时，将时间/频率跟踪的CSI-RS信号的发射功率归一化到PDCCH DMRS的功率等级，然后再基于时间/频率跟踪的CSI-RS信号的信噪比来计算参考信噪比；再根据参考信噪比所在范围来设定不同等级的冗余信噪比，冗余信噪比小于或等于0；参考信噪比门限值为参考信噪比与冗余信噪比之和。
5. 根据权利要求1所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S14中，获取PDCCH REG的时频位置，计算频域接收信号中PDCCH DMRS的时频位置；获取当前用户设备UE的小区标识，或者是高层配置的PDCCH DMRS扰码标识，用于计算PDCCH DMRS序列；获取REG捆绑的大小，用于指示计算信噪比的粒度；对CORESET上所有潜在的PDCCH DMRS频域接收信号做最小二乘法估计，获得解扰后的信道，如公式三所示；
Figure DEST_PATH_IMAGE002
（公式三）；
其中，HLS(k,
Figure DEST_PATH_IMAGE004
)表示第k个子载波、第
Figure 905270DEST_PATH_IMAGE004
个OFDM符号上所对应的资源单元RE解扰后的信道，其中RE表示某一对k和
Figure 822410DEST_PATH_IMAGE004
的组合所对应的时频资源位置；右上角的“
Figure DEST_PATH_IMAGE006
”表示共轭求逆运算，Y(k,
Figure 992360DEST_PATH_IMAGE004
)表示UE接收信号，H(k,
Figure 387570DEST_PATH_IMAGE004
)表示信道，N(k,
Figure 201942DEST_PATH_IMAGE004
)表示UE接收噪声，NLS(k,
Figure 24404DEST_PATH_IMAGE004
)表示解扰后的信号噪声，XBS(k,
Figure 494700DEST_PATH_IMAGE004
)为基站在某个时隙的第
Figure 693600DEST_PATH_IMAGE004
个OFDM符号的第k个子载波上映射的数据，XUE(k,
Figure 362479DEST_PATH_IMAGE004
)为UE基于CORESET的配置计算获得的PDCCH DMRS序列。
6.根据权利要求5所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S14中，
当XBS(k,
Figure 247521DEST_PATH_IMAGE004
)和XUE(k,
Figure 1850DEST_PATH_IMAGE004
)相同时，第k个子载波、第
Figure 738862DEST_PATH_IMAGE004
个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,
Figure 262247DEST_PATH_IMAGE004
)如公式四所示；
Figure DEST_PATH_IMAGE008
（公式四）；
当XBS(k,
Figure 895354DEST_PATH_IMAGE004
)和XUE(k,
Figure 136979DEST_PATH_IMAGE004
)不同时，第k个子载波、第
Figure 412103DEST_PATH_IMAGE004
个OFDM符号上所对应的RE解扰后的信道HLS(k,
Figure 445787DEST_PATH_IMAGE004
)如公式五所示；
Figure DEST_PATH_IMAGE010
（公式五）；
公式五中，XPN0(k,
Figure 780953DEST_PATH_IMAGE004
)为第k个子载波、第
Figure 484377DEST_PATH_IMAGE004
个OFDM符号上所对应的RE的等效随机序列，如公式六所示；
Figure DEST_PATH_IMAGE012
（公式六）。
7. 根据权利要求1所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，在预编码粒度内，根据REG捆绑的大小计算每个REG捆绑上PDCCH DMRS位置的信噪比SNRregBundle。
8. 根据权利要求7所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，当PDCCH DMRS与SSB信号是QCL类型A或类型D关系时，将PDCCH DMRS解扰后的信道根据滤波阶数组成对应的相关矩阵RHH，并根据相关矩阵RHH对角元素和非对角元素的差值来计算噪声功率，而非对角元素可等效为信号功率，进而估计PDCCH REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。
9. 根据权利要求8所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，当采用正确的PDCCH DMRS序列解扰时，REG捆绑级的信噪比如公式十七所示；
Figure DEST_PATH_IMAGE014
（公式十七）；
当PDCCH DMRS解扰序列和基站端发送的参考信号不一致时，REG捆绑级的信噪比如公式二十一所示；
Figure DEST_PATH_IMAGE016
（公式二十一）；
其中，r10表示矩阵
Figure DEST_PATH_IMAGE018
第1行第0列的元素，r21表示矩阵
Figure 500875DEST_PATH_IMAGE018
第2行第1列的元素，
Figure 998852DEST_PATH_IMAGE018
表示频域解扰后的信道的相关矩阵，σ2表示频域解扰后的信道的噪声功率。
10. 根据权利要求7所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，当PDCCH DMRS与时间/频率跟踪的CSI-RS信号是QCL类型A或类型D关系时，对PDCCH DMRS解扰后的信道进行滤波，使用滤波前的信道和滤波后的信道的差值来计算噪声功率，而滤波后的信道为信号功率，进而估计PDCCH REG捆绑级的信噪比SNRregBundle。
11.根据权利要求10所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S16中，当解扰序列不正确时，REG捆绑级的信噪比如公式二十七所示；
Figure DEST_PATH_IMAGE020
（公式二十七）；
当解扰序列正确时，REG捆绑级的信噪比如公式三十三所示；
Figure DEST_PATH_IMAGE022
（公式三十三）；
其中，SNRmmse表示LMMSE滤波后的信噪比，E()表示取统计平均的运算符，Hmmse(k,
Figure 160712DEST_PATH_IMAGE004
)表示LMMSE滤波后的信道，Nmmse(k,
Figure 111351DEST_PATH_IMAGE004
)表示LMMSE滤波后的噪声，右上角的“
Figure 197118DEST_PATH_IMAGE006
”表示共轭求逆运算，H表示真实信道，σ2表示频域解扰后的信道的噪声功率，SNRmmse表示LMMSE滤波后的信噪比，SNRThreshold表示参考信噪比。
12. 根据权利要求1所述的NR系统进行DCI盲检的方法，其特征是，所述步骤S18中，对一个PDCCH候选中的所有PDCCH REG捆绑级的信噪比求平均来获得当前PDCCH候选的平均信噪比；若当前PDCCH候选的平均信噪比小于参考信噪比门限值，则认为当前PDCCH候选无效，不再进行当前PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，认为当前PDCCH候选有效，继续进行当前PDCCH候选的后续盲检步骤。
13.一种NR系统进行DCI盲检的装置，其特征是，包括计算单元一、信道估计单元、计算单元二、计算单元三和判断单元；
所述计算单元一用来基于网络侧配置的参数获取准共站址QCL关系，计算参考信噪比门限值；
所述信道估计单元用来在控制资源集CORESET上，基于预编码粒度对物理下行控制信道PDCCH的解调参考信号DMRS采用线性最小均方误差LMMSE准则对解扰后的信道进行时频二维滤波的信道估计；
所述计算单元二用来在PDCCH DMRS信道估计阶段以资源元素组REG捆绑为单位计算每一个REG捆绑级的信噪比；
所述计算单元三用来在PDCCH DMRS信道估计阶段基于每一个REG捆绑级的信噪比以PDCCH候选为单位计算每一个PDCCH候选级的平均信噪比；
所述判断单元用来在下行控制信息DCI盲检PDCCH候选前，判断当前PDCCH候选的平均信噪比是否小于参考信噪比门限值；若是，则停止该PDCCH候选的后续盲检步骤；否则，继续该PDCCH候选的后续盲检步骤；重复处理下一个PDCCH候选，直到遍历所有待检查的PDCCH候选。
CN202010918196.8A 2020-09-04 2020-09-04 Nr系统进行dci盲检的方法及装置 Active CN111817821B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010918196.8A CN111817821B (zh) 2020-09-04 2020-09-04 Nr系统进行dci盲检的方法及装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010918196.8A CN111817821B (zh) 2020-09-04 2020-09-04 Nr系统进行dci盲检的方法及装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111817821A true CN111817821A (zh) 2020-10-23
CN111817821B CN111817821B (zh) 2020-12-01

Family

ID=72859970

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010918196.8A Active CN111817821B (zh) 2020-09-04 2020-09-04 Nr系统进行dci盲检的方法及装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111817821B (zh)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113067673A (zh) * 2021-03-17 2021-07-02 展讯通信（上海）有限公司 Pdcch检测方法、装置、以及终端设备
CN113612583A (zh) * 2021-08-16 2021-11-05 上海大学 支持sidelink通信盲检测的FPGA实现方法及系统
CN113938256A (zh) * 2021-11-30 2022-01-14 哲库科技(北京)有限公司 基于对数似然比的pdcch候选盲检方法及相关产品
CN114257339A (zh) * 2021-12-17 2022-03-29 Oppo广东移动通信有限公司 Pdcch盲检方法、装置、电子设备和存储介质
CN114422083A (zh) * 2022-01-13 2022-04-29 广州慧睿思通科技股份有限公司 Pdcch估计参数获取方法、装置、网络设备及存储介质
CN115051774A (zh) * 2022-05-09 2022-09-13 山东闻远通信技术有限公司 一种nr系统中pdcch信道盲解nid方法及装置
CN116743315A (zh) * 2023-08-15 2023-09-12 北京智芯微电子科技有限公司 下行控制信道盲检方法、装置、设备、芯片及存储介质
CN116865912A (zh) * 2023-09-04 2023-10-10 芯迈微半导体(上海)有限公司 一种物理层下行控制信道盲检控制及早停的方法和系统

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106549733A (zh) * 2016-12-06 2017-03-29 北京锐安科技有限公司 一种增强物理下行控制信道的盲检方法及装置
CN107359967A (zh) * 2017-07-17 2017-11-17 北京航空航天大学 一种基于极化码的降低pdcch盲检次数的盲检方法
CN110855587A (zh) * 2019-11-19 2020-02-28 重庆邮电大学 一种5g系统下行控制信道盲检测方法
CN111130694A (zh) * 2019-12-04 2020-05-08 重庆邮电大学 一种低时延聚类的pdcch盲检方法及其系统
CN111211872A (zh) * 2020-01-09 2020-05-29 重庆邮电大学 5G中SNR均值反馈与CCEs能量判决的PDCCH盲检方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106549733A (zh) * 2016-12-06 2017-03-29 北京锐安科技有限公司 一种增强物理下行控制信道的盲检方法及装置
CN107359967A (zh) * 2017-07-17 2017-11-17 北京航空航天大学 一种基于极化码的降低pdcch盲检次数的盲检方法
CN110855587A (zh) * 2019-11-19 2020-02-28 重庆邮电大学 一种5g系统下行控制信道盲检测方法
CN111130694A (zh) * 2019-12-04 2020-05-08 重庆邮电大学 一种低时延聚类的pdcch盲检方法及其系统
CN111211872A (zh) * 2020-01-09 2020-05-29 重庆邮电大学 5G中SNR均值反馈与CCEs能量判决的PDCCH盲检方法

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113067673A (zh) * 2021-03-17 2021-07-02 展讯通信（上海）有限公司 Pdcch检测方法、装置、以及终端设备
CN113067673B (zh) * 2021-03-17 2023-03-14 展讯通信（上海）有限公司 Pdcch检测方法、装置、以及终端设备
CN113612583B (zh) * 2021-08-16 2022-11-25 上海大学 支持sidelink通信盲检测的FPGA实现方法及系统
CN113612583A (zh) * 2021-08-16 2021-11-05 上海大学 支持sidelink通信盲检测的FPGA实现方法及系统
CN113938256A (zh) * 2021-11-30 2022-01-14 哲库科技(北京)有限公司 基于对数似然比的pdcch候选盲检方法及相关产品
CN114257339A (zh) * 2021-12-17 2022-03-29 Oppo广东移动通信有限公司 Pdcch盲检方法、装置、电子设备和存储介质
CN114257339B (zh) * 2021-12-17 2024-05-14 Oppo广东移动通信有限公司 Pdcch盲检方法、装置、电子设备和存储介质
CN114422083A (zh) * 2022-01-13 2022-04-29 广州慧睿思通科技股份有限公司 Pdcch估计参数获取方法、装置、网络设备及存储介质
CN115051774A (zh) * 2022-05-09 2022-09-13 山东闻远通信技术有限公司 一种nr系统中pdcch信道盲解nid方法及装置
CN116743315A (zh) * 2023-08-15 2023-09-12 北京智芯微电子科技有限公司 下行控制信道盲检方法、装置、设备、芯片及存储介质
CN116743315B (zh) * 2023-08-15 2023-10-31 北京智芯微电子科技有限公司 下行控制信道盲检方法、装置、设备、芯片及存储介质
CN116865912A (zh) * 2023-09-04 2023-10-10 芯迈微半导体(上海)有限公司 一种物理层下行控制信道盲检控制及早停的方法和系统
CN116865912B (zh) * 2023-09-04 2023-11-03 芯迈微半导体(上海)有限公司 一种物理层下行控制信道盲检控制及早停的方法和系统

Also Published As

Publication number Publication date
CN111817821B (zh) 2020-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111817821B (zh) Nr系统进行dci盲检的方法及装置
US8462899B2 (en) Multi-user detecting method and device of OFDM transmission signal
EP3185445B1 (en) Method and apparatus for receiving downlink data through interference signal cancellation and suppression in wireless communication system
EP1908239B1 (en) Co-channel interference mitigation for OFDM
WO2015032313A2 (en) System and method for channel estimation for generalized frequency division multiplexing (gfdm)
US9603035B2 (en) Method and node related to channel estimation
JP5680337B2 (ja) Ｍｕ−ｍｉｍｏｏｆｄｍａのための周波数オフセットおよびチャネル応答の同時推定のための方法および装置
JP2015012610A (ja) 衝突干渉除去を有するチャネル推定のための方法及びデバイス
WO2014099027A1 (en) Pdsch resource element mapping for three-cell joint transmission
EP2713542B1 (en) Method and transmitter apparatus for composing a transmit signal and method and receiver apparatus for channel estimation
EP2608434A1 (en) Communications terminal, method and apparatus for interference cancellation, and method of demodulation
KR20140074313A (ko) 미모-오에프디엠 통신 시스템에서 채널 추정을 위한 방법들 및 장치
WO2015165403A1 (zh) 一种干扰抑制方法及装置
CN110830395A (zh) 通信系统中用于数据检测的方法、装置和计算机存储介质
CN103379070B (zh) 一种re检测方法及装置
US9787446B2 (en) Method and device for processing resource blocks
US9979504B2 (en) Terminal device, and reception method
JP2015201804A (ja) 受信装置、受信方法、送信装置、送信方法、及び、無線通信システム
US8416867B2 (en) Interference cancellation with MU-MIMO scheme in SC-FDMA system
CN109831284B (zh) 信息配置、信道估计方法及装置、译码装置
JP6279207B2 (ja) 受信装置及び干渉雑音電力推定方法
CN112383330B (zh) Mu-mimo信号检测方法及装置、设备、存储介质
Matsubara et al. Pilot De-contamination by Modified HTRCI with Time-Domain CSI Separation for Two-cell MIMO Downlink
CN113676237A (zh) 一种线性均衡方法、装置、设备及介质
KR20210108151A (ko) 무선 통신 장치 및 이의 채널 추정 방법

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant