CN111771327A - 电源控制装置及电源控制方法 - Google Patents

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Abstract

近年来，希望能够进一步提高在防止输出电压降低的情况下的响应性。本发明提供一种电源控制装置，包括：利用振荡波来控制升压斩波器的开关元件的通断的开关控制部；获取与升压斩波器的输出相应的直流输出电压的电压获取部；以及根据直流输出电压降低这一情况使开关元件导通的期间中的至少一部分期间的振荡波的变化速度变小的振荡控制部。

Description

电源控制装置及电源控制方法
技术领域
本发明涉及电源控制装置及电源控制方法。
背景技术
以往在使用升压斩波器的电源装置中，为了在负载激增等的情况下防止输出电压下降，提出了各种技术(参照例如专利文献1、2、非专利文献1)。
专利文献1：日本专利特开2010-279190号公报
专利文献2：日本专利特开2000-116134号公报
非专利文献1：《电流连续模式控制功率因数改善IC》，第15/30页，[在线]，[平成30年2月13日检索]，网址<URL:https://felib.fujielectric.co.jp/download/details.htm？dataid＝1734586&site＝japan&lang＝ja>
本发明所要解决的技术问题
近年来，希望能够进一步提高在防止输出电压降低的情况下的响应性。
发明内容
为了解决上述问题，本发明的方式一提供一种电源控制装置。电源控制装置可以具备开关控制部，该开关控制部利用振荡波来控制升压斩波器的开关元件的通断。电源控制装置可以具备电压获取部，该电压获取部获取与升压斩波器的输出相应的直流输出电压。电源控制装置可以具备振荡控制部，该振荡控制部根据直流输出电压下降这一情况，减小开关元件导通期间的至少一部分期间中的振荡波的变化速度。
振荡控制部可以使开关元件导通期间的至少一部分期间中的振荡波的变化速度随着直流输出电压的下降而逐渐减小。
开关控制部可以利用斜波作为振荡波来控制开关元件的通断。振荡控制部可以根据直流输出电压下降这一情况，使开关元件导通期间的至少一部分期间中的斜波的效率减小。
电源控制装置可以进一步具备动作控制部，该动作控制部根据直流输出电压超过阈值电压这一情况，将振荡控制部维持在启用状态。
电源控制装置可以进一步具备振荡器，该振荡器产生振荡波。振荡器部可以具有电容。振荡器可以具有对电容进行充放电的充放电电路。振荡控制部可以根据直流输出电压下降这一情况，减小充放电电路提供给电容的充电电流。
振荡控制部可以具备电流输出放大器，该电流输出放大器将基准电压与检测出直流输出电压的检测电压之差所对应的电流从充电电流减去。
电流输出放大器可以将根据基准电压与检测电压之差的大小进行变化的电流从充电电流减去。
电流输出放大器可以在检测电压为基准电压以上的情况下，使充电电流不变，而在检测电压小于基准电压的情况下，将根据基准电压与检测电压之差的大小进行变化的电流从充电电流减去。
电流输出放大器可以使检测电压为基准电压以上的情况下所使用的基准电压与检测电压小于基准电压的情况下所使用的基准电压之间具有迟滞。
电源控制装置可以进一步具备触发部，该触发部根据升压斩波器中流过的电流小于基准电流这一情况，将开关元件切换为导通。
本发明的方式二提供一种电源控制方法。电源控制方法可以包括开关控制阶段，该开关控制阶段中，利用振荡波来控制升压斩波器的开关元件的通断。电源控制方法可以包括电压获取阶段，该电压获取阶段中，获取与升压斩波器的输出相应的直流输出电压。电源控制方法可以包括振荡控制阶段，该振荡控制阶段中，根据直流输出电压下降这一情况，减小开关元件导通期间的至少一部分期间中的振荡波的变化速度。
上述概要情况并不是对本发明的所有必要特征进行列举。此外，这些特征群的子组合也可以构成发明。
附图说明
图1表示本实施方式所涉及的电源装置1。
图2表示电源控制装置5。
图3表示振荡器52和振荡控制部59。
图4表示反馈电压VFB下降的情况下的斜波Ramp的变化。
图5表示负载激增前后的动作波形。
图6表示负载激增前后的动作波形。
图7表示电源控制装置5的动作。
具体实施方式
下面，通过发明的实施方式对本发明进行说明，但以下的实施方式并非对权利要求所涉及的发明进行限定。另外，实施方式中说明的特征的组合并不全是解决本发明的技术问题的技术手段所必需的。
[1.电源装置]
图1表示本实施方式所涉及的电源装置1。电源装置1具备交流电源2、对该交流电源2的交流输入电压进行全波整流的全波整流电路3、对全波整流电路3的直流输出电压进行升压的升压斩波器4。全波整流电路3的正极输出侧与负极输出侧之间可以连接有未图示的滤波用电容。
[1-1.升压斩波器4]
升压斩波器4连接在全波整流电路3的正极输出侧与负极输出侧之间，本实施方式中，例如作为功率因数改善电路发挥作用。升压斩波器4包括：串联连接在全波整流电路3的正极输出侧的电感L1和二极管D1、升压用开关元件Q1、连接在二极管D1的阴极侧与全波整流电路3的负极输出侧之间的输出电容C1、为了检测输出电压而与输出电容C1并联连接的分压电阻R1、R2、电源控制装置5以及电压误差检测补偿电路7。
电感L1对电流进行整流，并且伴随着升压斩波器4内部的动作而利用感应电压对全波整流电路3的直流输出电压进行升压。电感电流IL1可以是例如10kHz～1000kHz的高次谐波的脉动电流。二极管D1起到防止逆流二极管的功能。开关元件Q1例如是N沟道MOS晶体管。开关元件Q1也可以是其它的MOS晶体管或IGBT等来作为替代。开关元件Q1的漏源间电连接在电感L1与二极管D1的阳极侧的连接点同全波整流电路3的负极输出侧之间，栅极被来自电源控制装置5的驱动信号所驱动。例如，开关元件Q1通过PWM驱动。输出电容C1对电源装置1输出的电压进行滤波。输出电压Vout可以是例如约400V。分压电阻R1、R2相互串联连接。
电源控制装置5可以是例如IC，具有作为输出电压检测端子的反馈端子FB、输出端子OUT、接地端子GND和电压误差检测补偿用端子COMP。反馈端子FB连接至分压电阻R1、R2的连接点，电源装置1的输出电压Vout的分压电压作为检测电压(也称为反馈电压VFB)输入。输出端子OUT输出为了驱动升压用开关元件Q1而进行了脉宽调制的驱动信号SDV。电压误差检测补偿用端子COMP与接地之间连接有电压误差检测补偿电路7。
电压误差检测补偿电路7用于去除后述的误差信号VCOMP的纹波分量，具有并联连接的电容C71和RC相位补偿电路70。RC相位补偿电路70具有串联连接的电阻R700和电容C700。
[2.电源控制装置5]
图2表示电源控制装置5。电源控制装置5具有低电压误动作防止部51、振荡器52、电压获取部53、误差放大器54、电平移位部55、过电流检测部56、触发部57、开关控制部58、振荡控制部59、上拉控制部60、过电压检测部61、轻负载状态检测部62和下拉控制部63。另外，本实施方式中，例如电源控制装置5除了具有上述的反馈端子FB、输出端子OUT、接地端子GND和电压误差检测补偿用端子COMP以外，还具有连接电阻的电阻连接用端子RT、供控制电压VCC输入的控制用电源端子VCC和用于检测电感电流IL1的电流检测端子CS。控制电压VCC例如是由设置在电源装置1的输出侧的变压器的辅助绕组中感应产生的电压所生成的电压。电流检测端子CS上可以输入电流检测用电阻(未图示)的检测电压，该电流检测用电阻连接在全波整流电路3的直流负极输出侧与接地之间，用于检测电感电流IL1。
[2-1.低电压误动作防止部51]
低电压误动作防止部51具有比较器51a。比较器51a的反转输入端子连接至控制电源端子VCC，非反转输入端子被输入成为低电压阈值的基准电压Vref51。从而，比较器的输出信号(也称为低电压检测信号)UVLO在控制电压VCC高于基准电压Vref51的情况下成为表示正常状态的低电平，在控制电压VCC低于基准电压Vref51的情况下成为表示低电压异常的高电平。比较器51a可以具有迟滞特性，例如基准电压Vref51可以是12.5V和7.5V。
[2-2.振荡器52]
振荡器52产生振荡波。例如，振荡器52产生斜波Ramp作为振荡波。斜波Ramp可以是三角波的形状(例如锯齿波状)。振荡器52可以经由电源控制装置5的电阻连接用端子RT连接用于确定振荡基准频率的电阻(未图示)。振荡器52可以具有供单触发脉冲POS输入的信号输入端子S，按照单触发脉冲POS的定时产生急降之后渐增的电压波形的斜波Ramp。另外，振荡器52可以利用单触发脉冲POS产生脉冲信号Tonmax。振荡器52可以将斜波Ramp和脉冲信号Tonmax提供给开关控制部58。
[2-3.电压获取部53]
电压获取部53获取与升压斩波器4的输出相对应的直流输出电压Vout。本实施方式中，例如电压获取部53是电源控制装置5的反馈端子FB，将利用分压电阻R1、R2(参照图1)对输出电压Vout进行分压后的反馈电压VFB作为直流输出电压Vout而获取。从而，可以利用比直流输出电压Vout要小的反馈电压VFB来进行控制。电压获取部53所获取的反馈电压VFB可以提供给误差放大器54、振荡控制部59、上拉控制部60和过电压检测部61等。
[2-4.误差放大器54]
误差放大器54对反馈电压VFB与基准电压Vref54的差电压进行放大。例如，向误差放大器54的反转输入侧提供反馈电压VFB，向非反转输入侧提供与目标输出电压相应的基准电压Vref54。例如，基准电压Vref54可以是最大反馈电压Vfb。误差放大器42可以是互导放大器。误差放大器54可以生成与差电压相应的电流，并对连接至电压误差检测补偿用端子COMP的电压误差检测补偿电路7的电容C71进行充电，从而生成误差信号VCOMP。通过利用电压误差检测补偿电路7生成误差信号VCOMP，使得误差放大器54的输出电流中包含的纹波分量变平滑，误差信号VCOMP在稳定状态下大致成为直流电压。误差信号VCOMP可以被提供给开关控制部58、上拉控制部60、轻负载状态检测部62和下拉控制部63等。
[2-5.电平移位部55]
电平移位部55根据电感电流IL1将输入到电流检测端子CS的负电压上拉而变换成为正电压。连接在全波整流电路3的直流负极输出侧与接地之间的上述电流检测用电阻中流过的电流越小，则变换后的电压VLS越高。经电平移位部55上拉后的电压VLS被提供给过电流检测部56和触发部57。
[2-6.过电流检测部56]
过电流检测部56检测电感电流IL1的过电流。例如，过电流检测部56在来自电平移位部55的电压VLS低于基准电压Vref56的情况下(本实施方式中，例如上述电流检测用电阻中流过的电流较大的情况下)，将成为高电平的过电流检测信号OCP提供给开关控制部58。例如，基准电压Vref56可以是-0.6V。
[2-7.触发部57]
触发部57根据升压斩波器4中流过的电流低于基准电流这一情况，将开关元件Q1切换为导通。触发部57具有滤波器57a、比较器57b、掩蔽电路57c和延迟电路57d。滤波器57a去除电压VLS的噪声并输入到比较器57b。比较器57b的非反转输入端子被输入来自滤波器57a的电压VLS，反转输入端子被输入基准电压Vref57。基准电压Vref57可以是升压斩波器4中流过的电流为基准电流(例如比零电流稍大的电流)时的电压(例如-4mV)。从而，当开关元件Q1截止从而电感电流IL1减少变为零电流时，从比较器57b输出成为高电平的判定信号。比较器57b将输出信号提供给掩蔽电路57c。掩蔽电路57c将比较器57b的输出传递至延迟电路57b，以防止开关元件Q1刚刚截止后的噪声造成误动作，在预先设定的期间内比较器57b的输出发生变化的情况下，也能够传递变化前的输出。例如，掩蔽电路57c根据来自开关控制部58中后述的RS型触发器58c的否定输出信号QB上升为高电平(本实施方式中，例如开关元件Q1截止)这一情况，将否定输出QB刚要上升之前的比较器57b的输出维持到经过规定时间(例如700ns)的定时为止。这里，当来自交流电源2的交流输入电压被切断时，电感L1中将没有电流流过，因此，比较器57b和掩蔽电路57c的输出维持高电平，从而，来自掩蔽电路57c的输出信号(也称为零电流检测信号ZCD)表示流过电感L1的脉动电流是否为零(或接近零)。零电流检测信号ZCD可以经由延迟电路57d提供给开关控制部58。
[2-8.开关控制部58]
开关控制部58利用振荡波(本实施方式中，例如斜波Ramp)来控制开关元件Q1的通断。开关控制部58具有脉宽调制用比较器58a、或门58b、RS型触发器58c、与门58d、驱动器58e、重启定时器58f、或门58g和单触发电路58h。
脉宽调制用比较器58a输出用于对开关元件Q1的驱动信号的脉冲宽度进行调制的脉宽调制信号。脉宽调制用比较器58a的非反转输入端子被输入来自振荡器52的振荡波(本实施方式中，例如为斜波Ramp)，反转输入端子被输入由误差放大器54和电压误差检测补偿电路7生成的误差信号VCOMP。误差信号VCOMP是用于将开关元件Q1截止的阈值电压的一例。脉宽调制用比较器58a将输出信号输出到或门58b。或门58b求出来自脉宽调制用比较器58a的脉宽调制信号、来自振荡器52的脉冲信号Tonmax、来自过电流检测部56的过电流检测信号OCP的逻辑或，并将该逻辑或的信号提供给RS型触发器58c。RS型触发器58c的置位端子S被输入来自单触发电路58h的单触发脉冲POS，复位端子R被输入或门58b的输出信号。RS型触发器58c将来自肯定输出端子Q的肯定输出信号QQ提供给与门58d和重启定时器58f。RS触发器58c还将来自否定输出端子QB的否定输出信号QB提供给掩蔽电路57c。与门58d求出RS型触发器58c的肯定输出信号QQ与来自低电压误动作防止部51的低电压误动作防止信号UVLO的反转信号的逻辑与，并将该逻辑与的信号提供给驱动器58e。驱动器58e经由输出端子OUT向开关元件Q1的栅极输出驱动信号SDV。重启定时器58f根据从RS型触发器58c输入了高电平的肯定输出信号QQ这一情况，生成启动信号，并经由或门58g将启动信号提供给单触发电路58h。或门58g求出来自触发部57的零电流检测信号ZCD和来自重启定时器58f的启动信号的逻辑或，并将该逻辑或的信号提供给单触发电路58h。单触发电路58h将根据输入了高电平信号这一情况而上升的单触发脉冲POS提供给RS型触发器58c的置位端子S。从而，根据升压斩波器4中流过的电流小于基准电流(例如零电流)这一情况，RS型触发器58c被置位。
[2-9.振荡控制部59]
振荡控制部59根据与升压斩波器4的输出相应的直流输出电压VOUT下降这一情况，使开关元件Q1的导通期间的至少一部分期间中的来自振荡器52的振荡波(本实施方式中，例如为斜波Ramp)的变化速度变小。例如，振荡控制部59使开关元件Q1的导通期间的至少一部分期间中的振荡波的变化速度(本实施方式中，例如为斜波Ramp的斜率)随着反馈电压VFB的下降而逐渐减小。例如，振荡控制部59具有电流输出放大器59a。电流输出放大器59a可以是互导放大器。电流输出放大器59a的反转输出端子被输入来自电压获取部53的检测出直流输出电压VOUT的反馈电压VFB，非反转输出端子被输入作为升压斩波器4的功率因数改善动作的阈值的基准电压Vref59。电流输出放大器59a输出与差电压相应的电流，并提供给振荡器52。从振荡器52输出的斜波Ramp的变化速度因来自电流输出放大器59a的电流而变小，其具体情况将在后文叙述。
电流输出放大器59a可以使检测电压为基准电压Vref59以上的情况下所用的基准电压Vref59和检测电压小于基准电压Vref59的情况下所用的基准电压Vref59之间具有迟滞。例如，用于判断检测电压是否小于基准电压Vref59的情况下的基准电压Vref59可以低于用于判断检测电压是否达到基准电压Vref59的情况下的基准电压Vref59。例如，基准电压Vref59可以是最大反馈电压Vfb、以及0.72×最大反馈电压Vfb。
[2-10.上拉控制部60]
上拉控制部60将误差放大器54的输出上拉。本实施方式中，若对误差放大器54的输出进行上拉，则误差信号VCOMP的值将变大，其结果，开关元件Q1的导通宽度变大，从而向输出侧传递更大的能量，输出电压VOUT和反馈电压VFB上升。上拉控制部60具有比较器60a、RS型触发器60b、或门60c、P沟道MOSFET60d和上拉电阻60e。
比较器60a的非反转输入端子被输入反馈电压VFB，反转输入端子被输入基准电压Vref60。例如，基准电压Vref60可以是0.86×最大反馈电压Vfb。比较器60a将输出信号UVP提供给RS型触发器60b。RS型触发器60b的复位端子R被输入来自低电压误动作防止部51的低电压误动作防止信号UVLO。RS型触发器60b可以是复位优先。RS型触发器60b将来自肯定输出端子Q的输出信号的反转信号提供给或门60c。RS触发器60b也可以是动作控制部的一例，其可以根据直流输出电压Vout超过阈值电压这一情况(本实施方式中，例如根据反馈电压VFB超过基准电压Vref60这一情况)，将振荡控制部59的电流输出放大器59a维持在启用状态。RS型触发器60b也可以在控制电压VCC小于基准电压Vref51的情况下(本实施方式中，例如低电压误动作防止信号UVLO为高电平的情况下)，将电流输出放大器59a禁用。例如，来自RS型触发器60b的肯定输出端子Q的输出信号可以提供给振荡控制部59的电流输出放大器59a，对电流输出放大器59a的通断进行切换。或门60c求出来自比较器60a的输出信号UVP、来自RS型触发器60b的肯定输出端子Q的输出信号的反转信号的逻辑或，并将该逻辑或的信号提供给P沟道MOSFET60d的栅极。P沟道MOSFET60d在内部偏置电源端子与误差放大器54的输出之间与上拉电阻60e串联连接，在导通状态下将误差放大器54的输出电压上拉。以上的上拉控制部60中，在反馈电压VFB超过基准电压Vref60后回到基准电压Vref60以下的期间内、以及控制电源VCC为基准电压Vref51以下且信号UVLO为高电平的期间内，停止上拉动作。因此，在启动时或者低电压误动作防止状态下，可以抑制过电压状态。
[2-11.过电压检测部61]
过电压检测部61检测电源装置1的输出电压Vout的过电压。例如，过电压检测部61在反馈电压VFB高于基准电压Vref61的情况下，将成为高电平的过电压检测信号OVP提供给下拉控制部63。例如，基准电压Vref61可以是0.98×最大反馈电压Vfb。
[2-12.轻负载状态检测部62]
轻负载状态检测部62检测电源装置1变成轻负载状态的情况。本实施方式中，若电源装置1变为轻负载，则误差信号VCOMP变小。轻负载状态检测部62具有带迟滞特性的比较器62a。比较器62a的反转输入端子被提供误差信号VCOMP，非反转输入端子被输入例如0.6V和0.75V的基准电压Vref62。从而，比较器62a的输出信号(也称为轻负载检测信号)LLD在误差信号VCOMP为0.60V以下时变成高电平，之后在误差信号VCOMP变为0.7V以上时变成低电平。比较器62a将轻负载检测信号LLD提供给下拉控制部63。
[2-13.下拉控制部63]
下拉控制部63将误差放大器54的输出下拉。下拉控制部63具有或门63a、RS型触发器63b、与门63c、或门63d、N沟道MOSFET63e、下拉电阻63f和定时器63g。或门63a求出来自轻负载状态检测部62的轻负载检测信号LLD和定时器63g的输出信号的逻辑或，并将该逻辑或的信号提供给RS型触发器63b的复位端子。RS型触发器63b的置位端子被输入来自低电压误动作防止部51的低电压误动作防止信号UVLO。RS型触发器63b可以是复位优先。RS型触发器63b将来自肯定输出端子Q的输出信号提供给与门63c。与门63c求出RS型触发器63b的肯定输出端子Q的输出信号和来自过电压检测部61的过电压检测信号OVP的逻辑与，并将该逻辑与的信号提供给或门63d和定时器63g。或门63d求出来自与门63c的输出信号和来自低电压误动作防止部51的低电压误动作防止信号UVLO的逻辑或，并将该逻辑或的信号输入到N沟道MOSFET63e的栅极。N沟道MOSFET63e在误差放大器54的输出端子与接地之间同下拉电阻63f串联连接，在导通状态下将误差放大器54的输出电压下拉。定时器63g在与门63c的输出信号为高电平的状态持续规定期间时，向与门63c输出高电平的脉冲信号，从而对RS触发器63b进行复位。从而，与门63c的输出变为高电平且N沟道MOSFET63e导通的期间被设限。以上的下拉控制部63在低电压误动作防止信号UVLO为高电平的情况下，或者在低电压误动作防止信号UVLO变为高电平从而对RS触发器63b进行置位且过电压检测信号OVP为高电平的情况下，误差放大器54的输出电压被下拉，误差信号VCOMP固定在低于规定基准电压(例如后述的基准电压Vref524(参照图3))的电压。
[2-14.振荡器52和振荡控制部59的内部结构]
图3表示振荡器52和振荡控制部59。
[2-14-1.振荡器52]
振荡器52具有电容C52、对电容C52进行充放电的充放电电路520。
电容C52的一侧接地，另一侧连接至充放电电路520。电容C52的充电量由充放电电路520进行增减，并作为Ramp信号输出。
充放电电路520具有电流源521、P沟道MOSFET522、N沟道MOSFET523和比较器524。
电流源521是输出恒定电流的电流源，在控制电源VCC与电容C52之间同P沟道MOSFET522串联连接。
P沟道MOSFET522的栅极连接至开关控制部58的单触发电路58h，在单触发脉冲POS的上升沿截止，在其下降沿导通。本实施方式中，P沟道MOSFET522截止时，电容C52的充电停止，P沟道MOSFET522导通时，来自电流源521的电流对电容C52进行充电。
N沟道MOSFET523在P沟道MOSFET522与接地之间同充放电用电容C52并联连接。N沟道MOSFET523的栅极连接至开关控制部58的单触发电路58h，在单触发脉冲POS上升沿导通，在其下降沿截止。本实施方式中，N沟道MOSFET523导通时，电容C52进行放电，N沟道MOSFET523截止时，电容C52的放电停止。
比较器524的非反转输入端子被输入充放电用电容C52的充电电压，反转输入端子被输入基准电压Vref524。从而，在来自电容C52的放电电压大于基准电压Vref524的情况下，从比较器524输出成为高电平的脉冲信号Tonmax。
[2-14-2.振荡控制部59]
振荡控制部59根据直流输出电压VOUT下降这一情况，使充放电电路520提供给电容C52的充电电流减小。例如，电流输出放大器59a可以将基准电压Vref59与反馈电压VFB的差电压所对应的电流从电容C52的充电电流减去。例如，振荡控制部59的电流输出放大器59a可以连接在电流源521及P沟道MOSFET522的连接点与接地之间，从而起到灌入式(吸入型)电流源的作用。取而代之地，振荡控制部59的电流输出放大器59a也可以连接至P沟道MOSFET522及电容C52的连接点与接地之间。由电流输出放大器59a吸入的电流可以随着差电压增加，例如可以随着差电压连续地增加，也可以阶段性地增加。从而，根据差电压的大小进行变化的电流会被从电容C52的充电电流减去。
电流输出放大器59a可以在反馈电压VFB为基准电压Vref59以上的情况下，使充电电流不变，在反馈电压VFB小于基准电压Vref59的情况下，将根据基准电压Vref59和反馈电压VFB之差的大小进行变化的电流从充电电流减去。
根据以上振荡控制部59，在反馈电压VFB小于基准电压Vref59的情况下，充电电流根据基准电压Vref59和反馈电压VFB之差的大小而减少，因此能够使振荡波的变化速度逐渐减小。另外，反馈电压VFB为基准电压Vref59以上的情况下，充电电流不变，因此，能够防止输出电压Vout发生变动。
吸入电流在反馈电压VFB小于基准电压Vref59时也可以不随着差电压增加，而是比反馈电压VFB为基准电压Vref59以上时的吸入电流要大。例如，反馈电压VFB为基准电压Vref59以上时的吸入电流可以是零，反馈电压VFB小于基准电压Vref59时的吸入电流可以是预先设定的正电流。这种情况下，振荡控制部59可以具有：在反馈电压VFB小于基准电压Vref59时输出高电平的输出信号的比较器、以及根据从该比较器提供高电平的输出信号这一情况而从充电电流吸入恒定电流的电流源。
根据以上的电源控制装置5，根据与升压斩波器4的输出相应的直流输出电压VOUT降低这一情况，使开关元件Q1导通的期间内的至少一部分期间的斜波Ramp的变化速度减小，因此，斜波Ramp超过阈值电压(本实施方式中，例如为误差电压VCOMP)的定时将延迟，进而开关元件截止的定时延迟，其结果是开关元件的导通期间变宽，升压斩波器4的输出提高。因而，通过减小振荡波的变化速度，能够防止输出电压Vout降低，因此能够提高防止输出电压Vout降低的情况下的响应性。
另外，由于斜波Ramp的变化速度逐渐变小，因此，与变化速度阶段式切换的情况相比，能够防止开关元件Q1的元件电流激变。从而，能够防止电感L1的元件电流激变，防止发出可被听到的声音。
另外，根据反馈电压VFB超过基准电压Vref60这一情况，振荡控制部59的电流输出放大器59a维持在启用状态，因此，能够防止振荡控制部59在启动时动作而出现过电压状态。另外，在低电压误动作防止信号UVLO为高电平的情况下，电流输出放大器59a被禁用，因此，能够防止在低电压误动作防止状态时振荡控制部59进行动作而导致出现过电压状态。
另外，电流输出放大器59a具有迟滞特性，因此，在检测电压于基准电压Vref59附近发生细微变动的情况下，能够使电源控制装置4的动作稳定。
另外，根据升压斩波器4中流过的电流小于基准电流这一情况，将开关元件Q1切换为导通，因此，能够防止输出电流降低。
[3.动作波形]
图4表示反馈电压VFB下降的情况下的斜波Ramp的变化。图中，纵轴表示电压，横轴表示时间。
图中的上侧的斜波Ramp是根据反馈电压VFB小于基准电压Vref59这一情况，由振荡控制部59吸入的电流从零变为规定的正电流的情况的波形。该斜波Ramp中，反馈电压VFB为基准电压Vref59以上时的变化速度变大，反馈电压VFB小于基准电压Vref59时的变化速度变小。另外，反馈电压VFB小于基准电压Vref59时的斜波Ramp的变化速度是固定的，与差电压无关。
另外，图中的下侧的斜波Ramp是根据反馈电压VFB与基准电压Vref59的差电压的大小而使振荡控制部59吸入的电流连续变大的情况的波形。该斜波Ramp中，反馈电压VFB为基准电压Vref59以上时的变化速度变大，反馈电压VFB小于基准电压Vref59时的变化速度变小。另外，反馈电压VFB小于基准电压Vref59时的斜波Ramp的变化速度随着差电压逐渐减小。
图5表示反馈电压VFB＜基准电压Vref59时斜波Ramp的变化速度固定而与两者的差电压无关的情况下(参照图4的上侧的斜波Ramp)的负载的激增前后的动作波形。图中，位于上部的波形表示输出电压VOUT，位于中部的波形表示误差电压VCOMP，位于下部的波形表示开关元件Q1的元件电流IDS。横轴表示时间，图中的时刻t处负载激增。
如图所示，根据反馈电压VFB下降的情况，斜波Ramp的变化速度变小时，能够以很高的响应性来防止输出电压Vout降低。图中示出了元件电流IDS的波形紊乱而发出可被听到的声音的情况。
图6表示反馈电压VFB＜基准电压Vref59时斜波Ramp的变化速度随着两者的差电压的大小连续变大的情况下(参照图4的下侧的斜波Ramp)的负载的激增前后的动作波形。图中的横轴及纵轴与图5相同。
如图所示，反馈电压VFB小于基准电压Vref59的情况下的斜波Ramp的变化速度随着差电压逐渐减小时，能够防止由于元件电流IDS的波形紊乱而导致发出可被听到的声音。
[4.动作]
图7表示电源控制装置5的动作。图中示出了电源控制装置5的动作中的振荡器52、开关控制部58和振荡控制部59的动作。
步骤S11中，开关控制部59利用来自振荡器52的斜波Ramp，控制升压斩波器4的开关元件Q1的通断。例如，脉宽调制用比较器58a经由或门58b向RS型触发器58c的复位端子R输入在斜波Ramp为误差信号VCOMP以下时为低电平、在斜波Ramp大于误差信号VCOMP时为高电平的信号。从而，在斜波Ramp为误差信号VCOMP以下的情况下，RS触发器58被来自单触发电路58h的单触发脉冲置位，根据这一情况，将高电平的肯定输出信号QQ提供给驱动器58，将开关元件Q1置为导通状态。另一方面，在斜波Ramp大于误差信号VCOMP的情况下，RS型触发器58被复位，将低电平的肯定输出信号QQ提供给驱动器58e，将开关元件Q1置为截止状态。
步骤S13中，电压获取部53获取与升压斩波器4的输出相对应的直流输出电压VOUT。例如，电压获取部53将输出电压Vout经分压电阻R1、R2分压后的反馈电压VFB作为直流输出电压获取。
步骤S15中，振荡控制部59根据直流输出电压VOUT降低这一情况，使开关元件Q1的导通期间中的至少一部分期间的斜波Ramp的变化速度变小。例如，电流输出放大器59a将基准电压Vref59与检测出反馈电压VFB的检测电压之差所对应的电流从电容C52的充电电流减去，从而使斜波Ramp的变化速度变小。
之后，电源控制装置5重复步骤S11～S15的处理。
通过上述动作，根据直流输出电压VOUT降低这一情况，使开关元件Q1导通的期间内的至少一部分期间的振荡波的变化速度减小，因此，斜波Ramp超过阈值电压(本实施方式中，例如为误差电压VCOMP)的定时将延迟，进而开关元件Q1截止的定时延迟，其结果是开关元件Q1的导通期间变宽，升压斩波器4的输出提高。因而，通过减小振荡波的变化速度，能够防止输出电压Vout降低，因此能够提高防止输出电压Vout降低的情况下的响应性。
[5.变形例]
上述实施方式中，说明了电源装置1具备交流电源2和全波整流电路3的情况，但也可以是这两者之一并不设置在电源装置1内而是从外部与电源装置1连接。
另外，说明了电源控制装置5具有低电压误动作防止部51、振荡器52、误差放大器54、电平移位部55、触发部57、上拉控制部60、过电压检测部61、轻负载状态检测部62和下拉控制部63的情况，但这些部件中的至少一个也可以不设置。
以上，使用实施方式对本发明进行了说明，但本发明的技术范围并不限于上述实施方式所记载的范围。能够在上述实施方式的基础上进行各种变更或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。根据专利权利要求书的记载可知，进行了上述各种变更或改进的方式也包含在本发明的技术范围内。
请注意，对于权利要求书、说明书以及附图中所示的装置、系统、程序、以及方法中的动作、工序、步骤以及阶段等各处理的执行顺序，只要没有特别明示“之前”、“先前”等，并且未在后续的处理中使用之前处理的输出，则能以任意的顺序实现。权利要求书、说明书和附图中的动作流程中，为了方便说明，使用了“首先”、“然后”等，但并不意味着一定要按照这样的顺序来实施。
标号说明
1电源装置；2交流电源；3全波整流电路；4升压斩波器；5电源控制装置；7电压误差检测补偿电路；51低电压误动作防止部；51a比较器；52振荡器；53电压获取部；54误差放大器；55电平移位部；56过电流检测部；57触发部；57a滤波器；57b比较器；57c掩蔽电路；57d延迟电路；58开关控制部；58a脉宽调制用比较器；58b或门；58c RS型触发器；58d与门；58e驱动器；58f重启定时器；58g或门；58h单触发电路；59振荡控制部；59a电流输出放大器；60上拉控制部；60a比较器；60b RS型触发器；60c或门；60d P沟道MOSFET60d；61过电压检测部；62轻负载状态检测部；62a比较器；63下拉控制部；63a或门；63b RS型触发器；63c与门；63d或门；63e N沟道MOSFET；63f下拉电阻；63g定时器；70 RC相位补偿电路；520充放电电路；521电流源；522 P沟道MOSFET；523 N沟道MOSFET；524比较器；C1电容；C71电容；C700电容；D1二极管；Q1开关元件；R1分压电阻；R2分压电阻；R700电阻。

Claims (11)

1.一种电源控制装置，其特征在于，包括：
开关控制部，该开关控制部利用振荡波来控制升压斩波器的开关元件的通断；
电压获取部，该电压获取部获取与所述升压斩波器的输出相应的直流输出电压；以及
振荡控制部，该振荡控制部根据所述直流输出电压下降这一情况，使所述开关元件导通的期间内的至少一部分期间的所述振荡波的变化速度变小。
2.如权利要求1所述的电源控制装置，其特征在于，
所述振荡控制部使所述开关元件导通的期间内的至少一部分期间的所述振荡波的变化速度随着所述直流输出电压的下降而逐渐减小。
3.如权利要求2所述的电源控制装置，其特征在于，
所述开关控制部利用斜波作为所述振荡波来控制所述开关元件的通断，
所述振荡控制部根据所述直流输出电压下降这一情况，使所述开关元件导通的期间内的至少一部分期间的所述斜波的斜率减小。
4.如权利要求1至3的任一项所述的电源控制装置，其特征在于，
还具备动作控制部，该动作控制部根据所述直流输出电压超过阈值电压这一情况，将所述振荡控制部维持在启用状态。
5.如权利要求1至4的任一项所述的电源控制装置，其特征在于，
还具备振荡器，该振荡器产生所述振荡波，
所述振荡器包括：
电容；以及
对所述电容进行充放电的充放电电路，
所述振荡控制部根据所述直流输出电压下降这一情况，使所述充放电电路提供给所述电容的充电电流减小。
6.如权利要求5所述的电源控制装置，其特征在于，
所述振荡控制部具备电流输出放大器，该电流输出放大器将基准电压与检测出所述直流输出电压的检测电压之差所对应的电流从所述充电电流减去。
7.如权利要求6所述的电源控制装置，其特征在于，
所述电流输出放大器将根据所述基准电压与所述检测电压之差的大小进行变化的电流从所述充电电流减去。
8.如权利要求7所述的电源控制装置，其特征在于，
所述电流输出放大器在所述检测电压为所述基准电压以上的情况下，使所述充电电流不变，而在所述检测电压小于所述基准电压的情况下，将根据所述基准电压与所述检测电压之差的大小进行变化的电流从所述充电电流减去。
9.如权利要求6至8的任一项所述的电源控制装置，其特征在于，
所述电流输出放大器使所述检测电压为所述基准电压以上的情况下所用的所述基准电压和所述检测电压小于所述基准电压的情况下所用的所述基准电压之间具有迟滞。
10.如权利要求1至9的任一项所述的电源控制装置，其特征在于，
还具备触发部，该触发部根据所述升压斩波器中流过的电流小于基准电流这一情况，将所述开关元件切换为导通。
11.一种电源控制方法，其特征在于，包括以下阶段：
开关控制阶段，该开关控制阶段中，利用振荡波来控制升压斩波器的开关元件的通断；
电压获取阶段，该电压获取阶段中，获取与所述升压斩波器的输出相应的直流输出电压；以及
振荡控制阶段，该振荡控制阶段中，根据所述直流输出电压下降这一情况，使所述开关元件导通的期间内的至少一部分期间的所述振荡波的变化速度变小。
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