CN111769773B - 无储能设备参与的变频器电压暂降耐受能力提升方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种无储能设备参与的变频器电压暂降耐受能力提升方法，针对变频器电压暂降耐受能力提升的方式，摒弃采用外部储能设备或额外设备的结构，提出“模糊弱磁‑矢量控制”控制策略，增强变频器的电压暂降耐受能力，同时减少了提升其电压暂降耐受能力的成本，为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：无储能设备参与的变频器电压暂降耐受能力提升方法，采用“模糊弱磁‑矢量控制”策略控制变频器，本发明提出使用模糊PI控制器取代原有的PI控制器，以增强控制系统对于系统参数变化的鲁棒性；采用弱磁控制，在暂降的情况下改变磁链参考值，使得维持磁场的能量向力矩电流转移。两者相结合，提升变频器的电压暂降耐受能力。

Description

无储能设备参与的变频器电压暂降耐受能力提升方法

技术领域

本发明无储能设备参与的变频器电压暂降耐受能力提升方法，属于工业调速生产设备技术领域。

背景技术

变频器通过将固定幅值和频率的电压转变为随实际需求变化的电压，常用于控制旋转设备的转速，是感应电机十分理想的调速方案。通过控制策略控制，在变化的负载转矩和改变感应电机的转速的运行过程中节省能源，通过软启动减少机械和热应力；通过加速、减速，远程通信和控制，简单的维护和自动化诊断是变频器的一些优点。变频器整体上可以分为5部分：整流桥、直流回路、逆变器、感应电机、控制器部分。变频器的基本结构图如图1所示。

变频器的拓扑结构如图1所示，其中各部分模块功能描述如下：

整流桥：其主要作用是将电网输入的工频电流进行整流，进行变频调节的第一步，整流后的直流电压在稳态情况下，稳定在一定的数值上，同时此电压给后级的直流回路模块和逆变模块提供所需的直流电源。整流模块根据实际应用情况有不可控和全控，其区别在于变频器的功率不同采用的整流模块类型也不同。

直流回路：将前级整流模块输出的电压稳定在一定的范围之内，保证后面逆变模块的正常稳定工作。暂降发生时，因为输入端的电压幅值减小，因此直流电容的电压也会减小。同时其可以作为一个很小的储能单元，作为控制回路的电源。在实际的应用中直流回路模块的电容值一般较大，以保证电压稳定的效果。

逆变器：逆变模块是变频器实现变压和变频的重要环节，整流桥输出的直流电压通过逆变模块，在门极触发信号的作用下，变换成为一系列的同时占空比不同的方波信号，根据冲量相等原理，其作用效果和正弦信号作用效果相同。因此，其用来实现对感应电机的变频调速。当其输入电压减小到阈值后，逆变器将无法正常工作，从而影响感应电机的正常工作。这是变频器因电压暂降不正常工作的主要原因。

控制器：其主要作用是通过检测驱动器的电流信号、转速信号、电磁转矩信号和直流回路电压信号，通过内置的控制算法和参考值，产生逆变器中变频器的所需要的门极驱动信号，同时，还通过一系列的保护模块保护着整个逆变模块和感应电机。现有变频器普遍采用矢量控制策略。

运行过程中，功率从整流模块流向直流回路模块中的直流电容，在直流电容中会储存一部分能量，再经逆变器流至感应电机，在此过程中实现将固定频率和幅值的电压转变成为频率和幅值可调的电压。控制器对功率回路的各种电气量进行控制，同时对整个变频器进行保护，通过开关或者接触器和驱动信号对驱动器进行运行状态的控制。

由于变频器对电压暂降十分敏感，因此电压暂降和供电电压的短时中断将影响变频器的正常工作。并且变频器常常是整个工业系统的一部分，它与其他电气设备一起运行，通常用于驱动关键的系统负荷。在连续工业过程中，由于电压暂降，这种关键设备(有时也作为某种负载)的故障可能导致严重的收入损失，甚至造成设备损坏。一个使用变频器的工厂的平均生产过程中断成本大约是没有使用变频器的同类行业的8倍。变频器作对电压暂降敏感，因此时工业过程中的薄弱环节，在暂降时可能导致含有变频器的设备，如传送带、中央空调、电梯等设备不正常工作，这在涉及到经济损失的同时，也涉及到更严重的安全问题。

在实际工业生产过程中，变频器的电压暂降耐受能力主要是通过安装附加的硬件设备，如不间断电源(uninterrupted power system,UPS)，来克服变频器在电压暂降下能量不足，转速和力矩出现下滑的现象。这样的硬件措施固然能够满足变频器的电压暂降穿越能力，但是增加了设备的成本，例如像不间断电源等是设备费用与其安装容量相关，同时额外的设备会增加变频器的控制复杂程度。

变频器的具体拓扑结构如图1所示。在电压暂降的情况下(电压暂降：输电线路因故障等导致电压有效值低于阈值并且持续时间在10ms-1min内的现象)会因电网端输入电压的减小，而直流电容电压瞬时保持不变，整流桥截止(不导电)；此时变频器输出的转速和力矩都将随着直流回路的电压降低而减小。暂降严重时，会导致变频器输出的转速和力矩低于生产要求，生产出废品；或者变频器内部触发保护动作，变频器停机，生产线中断，都会造成巨大的经济损失。

由于电压暂降持续时间通常较短，而现目前的变频器的耐受时间(耐受时间：能够经受住电压暂降而不会导致设备跳闸或者生产保持正常的时间)通常为十几至三十几毫秒，不足以耐受住绝大多数的电压暂降事件。现有技术问题主要包含以下两个方面：

1、矢量控制器控制性能不足

矢量控制器主要通过检测感应电机输出的转速和三相电流，根据内部的设定参考值和相关算法和模块计算的到三相逆变器触发脉冲，控制变频器的正常工作。各模块的连接拓扑如图2所示。

矢量控制策略控制器包括：

abc-dq坐标变换：将abc三相静止坐标系下的三相电流(i_a、i_b、i_c)结合转子磁链位置角(θ)转换为dq两相旋转坐标系下的电流(i_d、i_q)；

dq-abc坐标变换：将dq两相旋转坐标系下的参考电流(i_d*、i_q*)结合转子磁链位置角(θ)转换为abc三相静止坐标系下的三相参考电流(i_a*、i_b*、i_c*)；

磁链幅值计算：根据直流励磁电流(i_d)计算感应电机气隙磁场磁链幅值(ψ)；

转子旋转角速度计算：根据感应电机的实际转速(n)计算的到转子旋转角速度(ω_m)；

转子磁链位置角计算：根据转子旋转角速度(ω_m)、磁链幅值(ψ)和直流转矩电流(i_q)计算的转子磁链位置角(θ)；

磁链PI控制器：根据磁链参考值(ψ_ref)和实际磁链幅值(ψ)计算的到直流励磁参考电流(i_d*)；

速度PI控制器：根据磁链参考值(n_ref)和实际磁链幅值(n)计算的到参考电磁转矩(T_e*)；

参考转矩电流计算：根据参考电磁转矩(T_e*)计算得到直流参考转矩电流分量(i_q*)；

电流滞环PWM发生器：根据实际三相电流(i_a、i_b、i_c)和三相参考电流(i_a*、i_b*、i_c*)的差异生成控制三相逆变器开断的三相逆变器触发脉冲。

矢量控制建立在稳态数学模型之上，侧重考虑在稳态和动态(负荷的突然变化，或者其他的小扰动)下的控制性能。在电压暂降下，由于能量的不足，变频器的实际转速和力矩都会减小，但控制器中的参考信号会增大或维持在原水平，导致变频器动态变化过程不能被控制器感知到，造成控制性能下降。分析矢量控制控策略数学模型，存在着以下的不足：

(1)控制策略严重依赖电机的参数，电机参数变化对于控制性能的影响较大。其中电机的定子、转子电阻值的变化和定子和转子互感的变化都将对控制性能造成极大的影响。在暂降情况下，不仅电阻电感值会变化，同时磁链的定向角也会出现偏差。

(2)控制器的控制参数固定。矢量控制器中，广泛使用PI控制器或PID控制器，预设转速和磁链参考值。其控制器的控制参数是固定的，在稳态、动态的情况下根据驱动器和性能要求进行设计。意味着在电压暂降下，控制器的参数不能及时的做出在线的调整，驱动器输出的转矩和转速做出的响应速度以及响应量不足的，从而导致变频器电压耐受能力的不足。

2、变频器采用外部储能设备进行电压暂降治理

2.1不间断电源

不间断电源的结构类似于蓄电池，其特点是保持输出直流电压的稳定不变。当控制器检测到控制电网端发生电压暂降时，可以通过快速切换开关，将不间断电源立即挂接在直流回路上，使得直流电容的电压值仍然维持在稳定值，以此来消除系统供电不足或者供电异常对驱动器的转速和转矩造成的扰动。不间断电源可以当作变频器的电压暂降耐受能力提升的设备。但是如同传统的蓄电池存在的难问题，不间断电源的性能随着使用的年限增加而逐渐变差。同时价格较昂贵，可靠性较低，同时占地面积大，还需要的定期的检测成为限制不间断电源应用的弊端。安装不间断电源的变频器拓扑结构如图3。

2.2动态电压恢复器

动态电压恢复器其工作原理和变频器的工作原理相类似。通过将DVR串联进入敏感设备和供电电网之间，在正常运行情况下，DVR并不工作，控制器通过精确地传感器和算法判断暂降的到来，DVR动作，通过注入更多的能量，提升设备端的电压到正常值，以此来提升设备的电压暂降耐受能力。从目前的应用层面看来，DVR响应速度较快，也是目前应用较多的方法之一。但DVR也存在着一些缺点，当系统的供电电压降低到一定的限值，或者供电完全中断时，DVR就无法提供能量补偿；并且，DVR无法提供长时间(超过几秒)的能量补偿，同时价格较昂贵，占地面积大也是缺点。

2.3固态切换开关

固态切换开关(SSTS)拓扑结构如图4所示。如图所示，固态切换开关相当于一个快速切换的开关，由电子元件SCR构成。当某一侧的电网发生了电压暂降，在控制器的控制下，供电回路将会被迅速切换，其动作时间短，对负载而言，电压的变化对其影响很小甚至于忽略不计。但是这种方案存在着一个很大的缺点，当变频器由两回相互独立的电源进线供电时，才能够使用这种方案。实际的应用中，往往只有十分重要的负荷中心，才会使用两回独立的电源进线的接线方式。因此，这种方案应用得较少。

2.4DC-BANK

DC-BANK采用直流支撑技术，在变频器的整流桥两端并列Boost升压斩波器亦或Buck-Boost升压斩波器。升压斩波器的输出端并联到变频器的直流电容两侧，以维持电容电压值稳定，通过保证直流电压的稳定来保证驱动器的正常运行。DC-BANK系统结构图如图5所示。但是这种方案不仅增加设备成本，同时，对于控制的复杂程度有很大的提升，DC-BANK内部的开关器件也需要定期的检修，因此总成本较大。

发明内容

本发明克服了现有技术存在的不足，提供了一种无储能设备参与的变频器电压暂降耐受能力提升方法，针对变频器电压暂降耐受能力提升的方式，摒弃采用外部储能设备或额外设备的结构，提出“模糊弱磁-矢量控制”控制策略，增强变频器的电压暂降耐受能力，同时减少了提升其电压暂降耐受能力的成本。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：无储能设备参与的变频器电压暂降耐受能力提升方法，采用“模糊弱磁-矢量控制”策略控制变频器，具体包括abc-dq坐标变换、dq-abc坐标变换、磁链幅值计算、转子旋转角速度计算、转子磁链位置角计算、参考转矩电流计算、电流滞环PWM发生器以及磁链PI控制器、速度模糊PI控制器和弱磁控制；

所述速度模糊PI控制器根据运行情况的不同自动调整PI参数，提高控制系统对参数变化和运行情况变化的鲁棒性，

所述速度模糊PI控制器的输入量为误差e、误差变化ec，输出控制量为ΔK_p、ΔK_I，误差的归一化论域设为[L_emin,L_emax]，误差变化的归一化论域设为[L_ecmin，L_ecmax]，输出的归一化论域设为[Y_min，Y_max]，参考变频器遭受暂降下的实际运行状态[e_min,e_max]、[ec_min,ec_max]、[Δk_min,Δk_max]，选择和确定量化因子K_e、K_ec以及比例因子L_(m)，论域的正规化变化公式为

根据Mamdani的min-max推理法则，采用加权平均解模糊化的模糊控制输出为

设定PI控制参数调整量为K_p＝K_p0+ΔK_p，K_I＝K_I0+ΔK_I，则实际控制系统的输出为

误差e、误差变化ec和控制量ΔK_p、ΔK_I采用相同的模糊子集，其隶属度函数采用对称、均匀分布的三角形形式，根据PI参数调整经验和误差逐级逼近原则，建立ΔK_p、ΔK_I的控制规则。

所述弱磁控制在电压暂降未发生时，变频器稳定运行于A点，逆变器输出的电压角频率为ω_s1，电压暂降发生时刻，由于电压幅值的减小，变频器运行点跳变至B点，电压暂降期间，由于变频器的变频作用，电压角频率会发生变化，从ω_s1逐渐过渡到ω_s-sag，且ω_s1>ω_s-sag，因此工作点逐渐移动至C点，机械特性曲线为T_e-sag；

由式(7)可知，增大ω_s-sag可使曲线向左移动，即将点C向左平移，考虑在转速仍在阈值范围内，转差率很小，不会大于0.08，因此考虑极限情况，取ω_s-sag＝0，感应电机定子感应电动势如式(8)，假定在暂降下电压角频率保持不变，由于电压幅值降低，必须要减小磁链幅值；可得暂降下磁链幅值，如式(9)；

U_S＝4.44f_sNψ_r (21)

将dq坐标下变频器电磁转矩离散化，假设在浅暂降下，由于磁链幅值变化较小，忽略磁链幅值增量，因此得到电磁转矩增量如式(10)；

式中，n_p为变频器感应电机极对数；L_m为变频器感应电机定子自感；L_r为变频器感应电机转子自感；ψ为变频器感应电机气隙磁链幅值；i_q为变频器感应电机直流转矩电流；

假设为I_s1暂降下电机电流，电压的下降势必会导致总电流的上升，i_sq也会上升；励磁电流和磁链幅值成正比，如果减小磁链势必会减小励磁电流，因此转矩电流在原基础上还会增加，传统和弱磁矢量控制下的转矩增量表达式为(11)，(12)；

由上式可知，采用弱磁控制后，Δi_sq-sag2＞Δi_sq-sag1的增量会更大，浅暂降下磁链幅值相差不大，因此暂降下ΔT_e-sag2更大，意味着采用弱磁控制后转矩恢复速度更快，转矩恢复时转速持续下降，转矩恢复越快，转速下降越少，因此采用弱磁控制转速较传统矢量控制在相同暂降条件下更快，电压暂降耐受能力更好；

基于以上的分析，为维持暂降时同步转速较高并且使得转矩得恢复速度更快，可以根据暂降幅值成比例地减小气隙磁链幅值，在矢量控制中，气隙磁链幅值等于磁链参考值，将式(9)改写得到式(13)；

式中，U_s为变频器额定电压；U_sag为电压暂降电压有效值。在本发明中，这两个电压也可用变频器额定状态运行下直流回路电容电压和电压暂降状态下直流回路电容电压代替，结合式(8)和(13)，得到“模糊弱磁-矢量控制策略”。

本发明与现有技术相比具有的有益效果是：本发明提出使用模糊PI控制器取代原有的PI控制器，以增强控制系统对于系统参数变化的鲁棒性；采用弱磁控制，在暂降的情况下改变磁链参考值，使得维持磁场的能量向力矩电流转移。两者相结合，提升变频器的电压暂降耐受能力。

附图说明

下面结合附图对本发明做进一步的说明。

图1为变频器拓扑结构示意图。

图2为矢量控制器内部模块示意图。

图3为安装不间断电源的变频器拓扑示意图。

图4为固态切换开关安装拓扑示意图。

图5为DC-BANK系统结构示意图。

图6为本发明中模糊弱磁-矢量控制器内部结构示意图。

图7为本发明中速度模糊PI控制器示意图。

图8为本发明中变频器机械特性曲线示意图。

图9为本发明中0.74p.u.暂降下转速响应示意图。

图10为本发明中变频器电压暂降耐受曲线示意图。

具体实施方式

本发明中的速度模糊PI控制器以及弱磁控制中包含的算法和在模糊弱磁-矢量控制器中的应用。

下面结合具体实施例对本发明进行进一步的阐述，具体技术方案如下：

提出使用模糊PI控制器取代原有的PI控制器，以增强控制系统对于系统参数变化的鲁棒性；采用弱磁控制，在暂降的情况下改变磁链参考值，使得维持磁场的能量向力矩电流转移。两者相结合，提升变频器的电压暂降耐受能力。模糊弱磁-矢量控制器内模块如图6所示。

模糊弱磁-矢量控制策略控制器(以下简称“控制器”)中包括abc-dq坐标变换、dq-abc坐标变换、磁链幅值计算、转子旋转角速度计算、转子磁链位置角计算、参考转矩电流计算、电流滞环PWM发生器以及磁链PI控制器、速度模糊PI控制器、弱磁控制。

其中，除速度模糊PI控制器、弱磁控制外其余功能模块与矢量控制模块功能相同，不再赘述；此外，本发明将直流回路电容电压引入控制模块。后三个功能模块为本发明的主要内容，下面详细说明其具体内容：

1、模糊PI参数自适应控制器

针对变频器是一个复杂的非线性系统，在正常运行中系统参数会变化，在电压暂降下，控制器观测的磁场旋转速度快于实际磁场速度，磁链定向角出现误差，使得矢量控制无法精确解耦。本发明涉及一种基于模糊PI参数自适应控制器，根据运行情况的不同自动调整PI参数，提高控制系统对参数变化和运行情况变化的鲁棒性。

模糊PI控制器结构框图如图7所示。

模糊控制器的输入量为误差e、误差变化ec，输出控制量为ΔK_p、ΔK_I。误差的归一化论域设为[L_emin,L_emax]，误差变化的归一化论域设为[L_ecmin，L_ecmax]，输出的归一化论域设为[Y_min，Y_max]。参考变频器遭受暂降下的实际运行状态[e_min,e_max]、[ec_min,ec_max]、[Δk_min,Δk_max]，选择和确定量化因子K_e、K_ec以及比例因子L_(m)。论域的正规化变化公式为

根据Mamdani的min-max推理法则，采用加权平均解模糊化的模糊控制输出为

设定PI控制参数调整量为K_p＝K_p0+ΔK_p，K_I＝K_I0+ΔK_I，则实际控制系统的输出为

误差e、误差变化ec和控制量ΔK_p、ΔK_I采用相同的模糊子集，其隶属度函数采用对称、均匀分布的三角形形式。根据PI参数调整经验和误差逐级逼近原则，建立ΔK_p、ΔK_I的控制规则，以ΔK_p为例，如表1所示。

表1模糊控制规则表

上述规则表的制定需要根据变频器的具体体参数制定，以上方法为所有变频器的均适用的方法。

2、弱磁控制

如图8，电压暂降未发生时，变频器稳定运行于A点，逆变器输出的电压角频率为ω_s1。电压暂降发生时刻，由于电压幅值的减小，变频器运行点跳变至B点。电压暂降期间，由于变频器的变频作用，电压角频率会发生变化，从ω_s1逐渐过渡到ω_s-sag，且ω_s1>ω_s-sag。因此工作点逐渐移动至C点，机械特性曲线为T_e-sag。

由式(7)可知，增大ω_s-sag可使曲线向左移动，即将点C向左平移。考虑在转速仍在阈值范围内，转差率很小(不会大于0.08)，因此考虑极限情况，取ω_s-sag＝0。感应电机定子感应电动势如式(8)，假定在暂降下电压角频率保持不变，由于电压幅值降低，必须要减小磁链幅值；可得暂降下磁链幅值，如式(9)。

U_S＝4.44f_sNψ_r (34)

将dq坐标下变频器电磁转矩离散化，假设在浅暂降下，由于磁链幅值变化较小，忽略磁链幅值增量，因此得到电磁转矩增量如式(10)

式中，n_p为变频器感应电机极对数；L_m为变频器感应电机定子自感；L_r为变频器感应电机转子自感；ψ为变频器感应电机气隙磁链幅值；i_q为变频器感应电机直流转矩电流。

假设为I_s1暂降下电机电流，电压的下降势必会导致总电流的上升，i_sq也会上升；励磁电流和磁链幅值成正比，如果减小磁链势必会减小励磁电流，因此转矩电流在原基础上还会增加。传统和弱磁矢量控制下的转矩增量表达式为(11)，(12)

由上式可知，采用弱磁控制后，Δi_sq-sag2＞Δi_sq-sag1的增量会更大，浅暂降下磁链幅值相差不大，因此暂降下ΔT_e-sag2更大，意味着采用弱磁控制后转矩恢复速度更快。转矩恢复时转速持续下降，转矩恢复越快，转速下降越少。因此采用弱磁控制转速较传统矢量控制在相同暂降条件下更快，电压暂降耐受能力更好。

基于以上的分析，为维持暂降时同步转速较高并且使得转矩得恢复速度更快，可以根据暂降幅值成比例地减小气隙磁链幅值。在矢量控制中，气隙磁链幅值等于磁链参考值，将式(9)改写得到式(13)

式中，U_s为变频器额定电压；U_sag为电压暂降电压有效值。在本发明中，这两个电压也可用变频器额定状态运行下直流回路电容电压和电压暂降状态下直流回路电容电压代替。结合式(8)和(13)，得到“模糊弱磁-矢量控制策略”结构图，如图6所示。

3、电压暂降耐受能力提升仿真验证

在MATLAB/Simulink环境下搭建可调速驱动器仿真模型，对可调速驱动器采用传统矢量控制及改进矢量控制。系统的仿真结构图如图8所示。可调速驱动器中电机参数设置为：P_n＝15kW；U_n＝400V；n_N＝1460rpm；L_m＝0.06419H；R_s＝0.2417；L_s＝0.00991H；R_r＝0.2206；L_r＝0.00991H；J＝0.102kg·m^2。

直流电容的大小取为：75μF/kW。考虑驱动器启动过程及暂降下的转速误差以及误差变化，转速模糊PI控制器中，取e的基本论域为[-10,1500]，ec的基本论域为[-1.8×10⁵,1.8×10⁵]，通过式(4)(5)可以得到量化因子及比例因子；初始PI参数设置为K_P0＝41，K_I0＝0.8，转速参考值n_ref＝1460rpm。弱磁控制中，根据式(16)自动决定磁链参考值，初始参考值为ψ_ref＝1.90。

可调速驱动器从空载启动，0.15s时加额定负载，暂降为三相平衡暂降，暂降时刻t_sag＝0.5s，考虑到绝大多数暂降持续时间不超过1s(故障因自动重合闸消失等)，因此暂降结束时刻t′_sag＝1.5s。

图9给出了在0.74p.u.(额定电压的0.74倍)暂降幅值下两种控制方式下可调速驱动器转速响应。图10给出了变频器在两种控制方式下电压暂降耐受能力曲线(横轴为暂降持续时间；纵轴为暂降幅值，p.u.代表额定电压幅值)。

图9可以看出本发明在同等的暂降条件下比一般的变频器具有更加好的电压暂降耐受能力。图10可以看出，模糊弱磁-矢量控制具有更加好的电压暂降耐受能力，在0.7p.u.以上的电压暂降事件(数量约占暂降事件的94％)，无论暂降持续时间多长，变频器都可以正常工作(曲线下方为不正常或生产中断工作区；曲线上方为正常工作区)；而矢量控制变频器只能耐受电压暂降幅值在0.86p.u.以上的电压暂降事件(数量约占暂降事件的50％)，因此本发明极大程度提升了变频器的电压暂降耐受能力。同时，本发明专利附加的成本极少，仅在控制器中增加部分控制命令，较安装外部设备，大大节约了成本。

本发明设计的变频器广泛运用于工业调速生产设备中，例如中央空调、卷纸机等。本发明专利直接应用于遭受电压暂降的变频器，提升变频器电压暂降耐受能力，减小电压暂降带来的经济损失。

上面结合实施例对本发明作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施例，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。

Claims (1)

1.无储能设备参与的变频器电压暂降耐受能力提升方法，其特征在于，采用“模糊弱磁-矢量控制”策略控制变频器，具体包括abc-dq坐标变换、dq-abc坐标变换、磁链幅值计算、转子旋转角速度计算、转子磁链位置角计算、参考转矩电流计算、电流滞环PWM发生器以及磁链PI控制器、速度模糊PI控制器和弱磁控制；

所述速度模糊PI控制器根据运行情况的不同自动调整PI参数，提高控制系统对参数变化和运行情况变化的鲁棒性，

所述速度模糊PI控制器的输入量为误差e、误差变化ec，输出控制量为ΔK_p、ΔK_I，误差的归一化论域设为[L_emin,L_emax]，误差变化的归一化论域设为[L_ecmin，L_ecmax]，输出的归一化论域设为[Y_min，Y_max]，参考变频器遭受暂降下的实际运行状态[e_min,e_max]、[ec_min,ec_max]、[Δk_min,Δk_max]，选择和确定量化因子K_e、K_ec以及比例因子L_(m)，论域的正规化变化公式为

根据Mamdani的min-max推理法则，采用加权平均解模糊化的模糊控制输出为

设定PI控制参数调整量为K_p＝K_p0+ΔK_p，K_I＝K_I0+ΔK_I，则实际控制系统的输出为

误差e、误差变化ec和控制量ΔK_p、ΔK_I采用相同的模糊子集，其隶属度函数采用对称、均匀分布的三角形形式，根据PI参数调整经验和误差逐级逼近原则，建立ΔK_p、ΔK_I的控制规则；

所述弱磁控制在电压暂降未发生时，变频器稳定运行于A点，逆变器输出的电压角频率为ω_s1，电压暂降发生时刻，由于电压幅值的减小，变频器运行点跳变至B点，电压暂降期间，由于变频器的变频作用，电压角频率会发生变化，从ω_s1逐渐过渡到ω_s-sag，且ω_s1>ω_s-sag，因此工作点逐渐移动至C点，机械特性曲线为T_e-sag；

由式(7)可知，增大ω_s-sag可使曲线向左移动，即将点C向左平移，考虑在转速仍在阈值范围内，转差率很小，不会大于0.08，因此考虑极限情况，取ω_s-sag＝0，感应电机定子感应电动势如式(8)，假定在暂降下电压角频率保持不变，由于电压幅值降低，必须要减小磁链幅值；可得暂降下磁链幅值，如式(9)；

U_S＝4.44f_sNψ_r (8)

将dq坐标下变频器电磁转矩离散化，假设在浅暂降下，由于磁链幅值变化较小，忽略磁链幅值增量，因此得到电磁转矩增量如式(10)；

式中，n_p为变频器感应电机极对数；L_m为变频器感应电机定子自感；L_r为变频器感应电机转子自感；ψ为变频器感应电机气隙磁链幅值；i_q为变频器感应电机直流转矩电流；

假设为I_s1暂降下电机电流，电压的下降势必会导致总电流的上升，i_sq也会上升；励磁电流和磁链幅值成正比，如果减小磁链势必会减小励磁电流，因此转矩电流在原基础上还会增加，传统和弱磁矢量控制下的转矩增量表达式为(11)，(12)；

由上式可知，采用弱磁控制后，Δi_sq-sag2＞Δi_sq-sag1的增量会更大，浅暂降下磁链幅值相差不大，因此暂降下ΔT_e-sag2更大，意味着采用弱磁控制后转矩恢复速度更快，转矩恢复时转速持续下降，转矩恢复越快，转速下降越少，因此采用弱磁控制转速较传统矢量控制在相同暂降条件下更快，电压暂降耐受能力更好；

基于以上的分析，为维持暂降时同步转速较高并且使得转矩得恢复速度更快，可以根据暂降幅值成比例地减小气隙磁链幅值，在矢量控制中，气隙磁链幅值等于磁链参考值，将式(9)改写得到式(13)；

式中，U_s为变频器额定电压；U_sag为电压暂降电压有效值，这两个电压也可用变频器额定状态运行下直流回路电容电压和电压暂降状态下直流回路电容电压代替，结合式(8)和(13)，得到“模糊弱磁-矢量控制策略”。