CN111740605A - 一种用于双有源桥dc-dc变换器的随机pwm控制方式 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于双有源桥DC‑DC变换器的随机PWM控制方式，随机PWM方波中每两个相邻的开关周期之和为一个定值，并且两个相邻周期中的前一个周期的频率f_s1随机改变。与现有技术相比，本发明将随机PWM技术应用于双有源桥DC‑DC变换器中以提升其电磁兼容性能，同时，能够克服采用随机PWM技术后会产生功率波动，使得功率传输稳定，确保了系统的安全性和稳定性。

Description

一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式

技术领域

本发明涉及一种双有源桥DC-DC变换器领域，尤其是涉及一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式。

背景技术

电力电子变压器又称固态变压器,是近年来随着电力电子技术发展而引起人们关注的新型电网配电变压装置。双有源桥DC-DC变换器(dual-active-bridge,DAB)因其模块化的对称结构、较高的功率密度、零电压开关、双向能量传输能力以及简单移相控制(Phase-shift)等固有优势，从提出之时起便得到了最广泛的关注，成为电力电子变压器功率传输级的常用拓扑。

在电力电子技术中，脉冲宽度调制技术(PWM)因其控制简单，灵活和动态响应好的优点已被广泛采用。但同时其也会带来大量的谐波干扰，对于稳定的系统而言，谐波源是极其严重的电磁干扰源，大量幅值极大的谐波会产生严重的传导电磁干扰(EMI)，影响各个开关器件的正常运行和工作，降低系统的电磁兼容性能。

目前DAB均采用规律的PWM进行调制，但是对于DAB电路来说，由于电路两侧存在多个开关管，高频下系统会存在着极大的电磁干扰现象，影响系统的工作稳定性。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式，随机PWM方波中每两个相邻的开关周期之和为一个定值，并且两个相邻周期中的前一个周期的频率f_s1随机改变，满足以下关系式：

f_D-Δf≤f_s1≤f_D+Δf，E[f_s1]＝f_D

式中，f_D表示中心频率，Δf表示随机变化频率。

进一步地，每两个相邻的开关周期为一个总周期，该总周期中的平均功率为：

式中，P表示平均功率，K表示变压器变压比，V₁表示输入端电压，V₂表示输出端电压，T₀表示移相角对应的时间，L表示电感，T_s1表示相邻的前一个开关周期，T_s2表示相邻的后一个开关周期。

进一步地，所述双有源桥DC-DC变换器的两个H全桥共包括8个反并联二极管和8个MOSFE，两H全桥通过高频变压器相连。

进一步地，双有源桥DC-DC变换器工作时，每个桥臂上的两个开关管180°互补导通，所有斜对角的两只开关管同时导通同时关闭。

进一步地，所述第一个H全桥包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，所述第一开关管Q1与第二开关管Q2形成第一个H全桥的第一桥臂，第三开关管Q3和第四开关管Q4形成第一个H全桥的第二桥臂；第二个H全桥包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，所述第五开关管Q5和第六开关管Q6形成第二个H全桥的第一桥臂，第五开关管Q5和第六开关管Q6形成第二个H全桥的第二桥臂，每个开关管驱动信号为随机PWM方波。

进一步地，第一开关管Q1、第四开关管Q4和第二开关管Q2、第三开关管Q3的驱动信号分别超前于第五开关管Q5、第八开关管Q8和第六开关管Q6、第七开关管Q7的时间为：

其中，移相角对应的时间T₀为恒定的常数，开关周期T_s随机变化，因此移相占空比D_R也随机变化。

与现有技术相比，本发明具有以下有优点：

本发明将随机PWM技术应用于DAB电路中以提升其电磁兼容性能，同时，使得随机PWM中每两个相邻的开关周期之和为一个定值，并且两个相邻周期中的前一个周期的频率随机改变，能够克服采用随机PWM技术后会产生功率波动，使得功率传输稳定，确保了系统的安全性和稳定性。

附图说明

图1为随机PWM下电路波形示意图。

图2a为工作阶段1的电路示意图。

图2b为工作阶段2的电路示意图。

图2c为工作阶段3的电路示意图。

图2d为工作阶段4的电路示意图。

图2e为工作阶段5的电路示意图。

图2f为工作阶段6的电路示意图。

图3为随机PWM方法下开关管控制信号示意图。

图4为H桥调制原理示意图。

图5为常规PWM方法下电感电压V_L的频谱示意图。

图6为本实施例的电感电压V_L的频谱示意图。

图7为本实施例的功率传输波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

本实施例提供了一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方法。本实施例中的双有源桥DC-DC变换器(DAB)的两个H全桥共包括8个反并联二极管和8个MOSFE，两H全桥通过高频变压器相连。其中，第一个H全桥包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，第一开关管Q1与第二开关管Q2形成第一个H全桥的第一桥臂，第三开关管Q3和第四开关管Q4形成第一个H全桥的第二桥臂。第二个H全桥包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，第五开关管Q5和第六开关管Q6形成第二个H全桥的第一桥臂，第五开关管Q5和第六开关管Q6形成第二个H全桥的第二桥臂，每个开关管驱动信号为随机PWM方波。

本实施例的控制方法中，随机PWM方波中每两个相邻的开关周期之和为一个定值，并且两个相邻周期中的前一个周期的频率f_s1随机改变，满足以下关系式：

f_D-Δf≤f_s1≤f_D+Δf，E[f_s1]＝f_D

式中，f_D表示中心频率，Δf表示随机变化频率。

如图1所示，以一个开关周期T_s为例，变压器正向工作时，有6个工作阶段。工作阶段1(t₀～t₁)，工作阶段2(t₁～t₂)，工作阶段3(t₂～t₃)，工作阶段4(t₃～t₄)，工作阶段5(t₄～t₅)和工作阶段6(t₅～t₆)。

开关管Q1、Q4和Q2、Q3的驱动信号分别超前于Q5、Q8和Q6、Q7的时间为：

其中，移相角对应的时间T₀为恒定的常数，开关周期T_s随机变化，因此移相占空比D_R也随机变化。

能量由主边传递到副边。在图1中，输入端电压为V₁，输出端电压为V₂，主边桥电压为V_AB，副边桥电压为V_CD，变压器变压比为K：1，开关周期为T_s，电感为L。图中还显示了开关管Q1、Q4和Q5、Q8的驱动信号，主边桥电压V_AB，折算到原边的副边桥电压KV_CD，电感两端电压V_L以及电感电流i_L和原边电流i₁的波形图。在一个开关周期内，变换器有6个工作阶段。

1)工作阶段1，[t₀,t₁]，如图2a所示：

此工作阶段下电感初始电流为负，虽然开关管Q1、Q4已经有驱动信号，但由于电流不满足导通条件，因此Q1、Q4的反并联二极管自然导通，电感电流i_L流经二极管D1、D4，可以零电压开通开关管Q1、Q4，主边桥电压V_AB＝V₁。副边开关管Q6、Q7也不满足导通条件，反并联二极管D6、D7导通，副边桥电压V_CD＝-V₂。电感电压为V_L＝V₁+KV₂，因此电感电流i_L由一个负值线性增加，上升斜率为：

到t₁时刻，电感电流i_L由负上升到0，反并联二极管D1、D4自然关断。此工作状态下，电感释放能量给电源V₁和V₂。

1)工作阶段2，[t₁,t₂]，如图2b所示：

t₁时刻电感电流i_L为0，之后继续增加。开关管Q1、Q4及Q6、Q7满足导通条件而导通，电感电流i_L流过Q1、Q4和Q6、Q7，主边桥电压V_AB＝V₁，副边桥电压V_CD＝-V₂，电感电压V_L＝V₁+KV₂。在该工作状态下，电源V₁和V₂同时给电感储能。

3)工作阶段3，[t₂,t₃]，如图2c所示：

在t₂时刻关断开关管Q6、Q7，虽然此时开关管Q5、Q8已经有驱动信号，但由于电流不满足导通条件，因此Q5、Q8的反并联二极管D5、D8自然导通，电感电流i_L流经D5、D8，可以零电压开通开关管Q5、Q8，此时，主边桥电压V_AB＝V₁，副边桥电压V_CD＝V₂，电感电压V_L＝V₁-KV₂，电感电流i_L继续上升，上升斜率为：

到t₃时刻，电感电流i_L上升到最大。此工作状态下，电源V₁输出功率，电源V₂吸收功率。

4)工作阶段4，[t₃,t₄]，如图2d所示：

t₃时刻之后，变换器开始另外半个周期的工作，工作状况类似于前半个周期的工作情况。此工作阶段下电感初始电流为正，虽然开关管Q2、Q3已经有驱动信号，但由于电流不满足导通条件，因此Q2、Q3的反并联二极管自然导通，电感电流i_L流经D2、D3，可以零电压开通开关管Q2、Q3，主边桥电压V_AB＝-V₁。副边开关管Q5、Q8也不满足导通条件，反并联二极管D5、D8导通，副边桥电压V_CD＝V₂。电感电压为V_L＝-(V₁+KV₂)，因此电感电流i_L由一个正值线性降低，下降斜率为：

到t₄时刻，电感电流i_L由正下降到0，反并联二极管D2、D3自然关断。此工作状态下，电感释放能量给电源V₁和V₂。

5)工作阶段5，[t₄,t₅]，如图2e所示：

t₄时刻电感电流i_L为0，之后继续减小。开关管Q2、Q3及Q5、Q8满足导通条件而导通，电感电流i_L流过Q2、Q3和Q5、Q8，主边桥电压V_AB＝-V₁，副边桥电压V_CD＝V₂,电感电压V_L＝-(V₁+KV₂)。在该工作状态下，电源V₁和V₂同时给电感储能。

6)工作阶段6，[t₅,t₆]，如图2f所示：

在t₅时刻关断开关管Q5、Q8，虽然此时开关管Q6、Q7已经有驱动信号，但由于电流不满足导通条件，因此Q6、Q7的反并联二极管D6、D7自然导通，电感电流i_L流经D6、D7，可以零电压开通开关管Q6、Q7，此时，主边桥电压V_AB＝-V₁，副边桥电压V_CD＝-V₂，电感电压V_L＝-(V₁-KV₂)，电感电流i_L继续下降，下降斜率为：

到t₆时刻，电感电流i_L下降到最小。此工作状态下，电源V₁输出功率，电源V₂吸收功率。

综上所述：

其中，[t₀,t₂]时段内i_L是线性上升的，其表达式为：

式中，i_L(t₀)为电感电流在t₀时刻的大小。由于

t₂-t₀＝T₀ (7)

那么t₂时刻的电感电流大小为：

同理可以写出[t₂,t₃]时段内i_L的表达式为：

由于

则t₃时刻的电感电流大小

在前半个周期，电源U₁的电流i₁与电感电流完全相同可得：

同理可得后半个周期的电源电流i₁的表达式为：

其中，t₅-t₃＝T₀,t₆-t₅＝T_s/2-T₀。

原边电压U₁在一个开关周期内输出的总能量为：

将式(12)和式(13)代入式(14)中可得总能量为：

因此传输的平均功率为：

本实施例中，随机PWM技术下的功率传输表达式如下：

如图3所示，随机PWM技术为相邻的两个开关周期的和T_s1+T_s2为一个定值T＝2T_D，但前一个周期的开关频率f_s1随机改变，且符合f_D-Δf≤f_s1≤f_D+Δf，E[f_s1]＝f_D。f_D为采用常规PWM策略时恒定不变的开关频率，即新随机PWM策略下开关频率f_s1随机变化的中心频率。开关周期T_s2由于受到约束条件，其值由开关周期T_s1与恒定值T决定，由T和T_s1的取值可知，开关频率f_s2也是以常规PWM策略时恒定不变的开关频率f_D为中心随机改变。每两个开关周期组成一个恒定的总周期T，开关信号以周期T不断地出现。

将相邻的两个开关周期T_s1和T_s2看作一个总周期为T_s1+T_s2，T_s1+T_s2为一个恒定的值，因此一个总周期T_s1+T_s2内的平均功率为：

此时，即可实现随机PWM方波变化的同时传输的平均功率不变。

通过DAB变换器的功率密度模型对本实施例进行验证：

I)变换器工作时的H桥，每个桥臂上的两只开关管均为180°互补导通，所有斜对角的两只开关管同时导通同时关闭。因此开关管Q1、Q4共用一个开关函数f_a；开关管Q2、Q3共用一个开关函数f_b。

如图4所示，给出了原边H桥的调制原理，副边与原边原理相同。开关函数f_a由一个幅值为d_a(0＜d_a＜1)的确定参考信号与一个随机三角载波相比较而产生。β_k为第k个载波开关周期T_k中下降时间的占比。因此开关函数f_a由三个独立的参数组成即脉冲位置延迟系数ε_k，占空比α_k(恒定)和开关周期T_k，满足关系：

由图4可以写出开关函数f_a在开关周期T_k内的傅里叶变换为：

原边H桥输出电压U_AB在开关周期T_k内的傅里叶变换为：

II)在DAB中采用随机载频调制，其中β＝0，d_a＝0.5。电感两端的电压V_L＝U_AB-KU_CD，因此电感电压在任意开关周期T_s的傅里叶变换为：

T₀为DAB移相控制中移相角对应的时间。

基于统计通信理论的原理可以写出电感电压的功率谱密度表达式：

在本实施例的控制方法下，由于每相邻两个开关周期的和T_s1+T_s2为定值2T_D，且f_D-Δf≤f_s1≤f_D+Δf，f_D为采用常规PWM策略时恒定不变的开关频率。在每个T_s1+T_s2的时间内的周期均值为一个定值，即E[T_s]为一个定值T_D。因此，本实施例的功率谱密度(PSD)模型在常规PWM策略开关频率的倍频处时即

f_s＝nf_D，n＝0,1,2…，表达式(22)的分母变为：

因此本实施例中电压的PSD模型中包含了一个离散的部分(谐波)和一个连续的部分，可以降低传导电磁干扰(EMI)，具有一定的电磁兼容优势。

仿真验证：

对表1显示的具体电路进行通过常规的PWM方波和本实施例进行仿真试验。如图5所示，常规PWM下，开关频率的奇数次倍频处有极大的谐波幅度，因此会在电感这种磁性元件上产生极大的传导电磁干扰，对电力电子器件的正常工作造成了极大的影响。如图6所示，采用随机载频调制时对开关频率奇数次倍频处的谐波幅值有极强的削减，电压频谱被完全分散成连续，传导电磁干扰得到抑制，系统的电磁兼容性能得到改善。同时，如图7所示，采用本实例方法时，开关频率的随机变化不再影响传输的平均功率，其保持20kW的额定工作状态。因此，证实了本实施例可以在不影响功率传输特性的前提下，一定程度改善系统的电磁兼容性能。

以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术人员无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。

表1 DAB变换器仿真参数

Claims (6)

1.一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式，其特征在于，随机PWM方波中每两个相邻的开关周期之和为一个定值，并且两个相邻周期中的前一个周期的频率f_s1随机改变，满足以下关系式：

f_D-Δf≤f_s1≤f_D+Δf，E[f_s1]＝f_D

式中，f_D表示中心频率，Δf表示随机变化频率。

2.根据权利要求1所述的一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式，其特征在于，每两个相邻的开关周期为一个总周期，该总周期中的平均功率为：

式中，P表示平均功率，K表示变压器变压比，V₁表示输入端电压，V₂表示输出端电压，T₀表示移相角对应的时间，L表示电感，T_s1表示相邻的前一个开关周期，T_s2表示相邻的后一个开关周期。

3.根据权利要求1所述的一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式，其特征在于，所述双有源桥DC-DC变换器的两个H全桥共包括8个反并联二极管和8个MOSFE，两H全桥通过高频变压器相连。

4.根据权利要求3所述的一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式，其特征在于，双有源桥DC-DC变换器工作时，每个桥臂上的两个开关管180°互补导通，所有斜对角的两只开关管同时导通同时关闭。

5.根据权利要求3所述的一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式，其特征在于，所述第一个H全桥包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4，所述第一开关管Q1与第二开关管Q2形成第一个H全桥的第一桥臂，第三开关管Q3和第四开关管Q4形成第一个H全桥的第二桥臂；第二个H全桥包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7和第八开关管Q8，所述第五开关管Q5和第六开关管Q6形成第二个H全桥的第一桥臂，第五开关管Q5和第六开关管Q6形成第二个H全桥的第二桥臂，每个开关管驱动信号为随机PWM方波。

6.根据权利要求5所述的一种用于双有源桥DC-DC变换器的随机PWM控制方式，其特征在于，第一开关管Q1、第四开关管Q4和第二开关管Q2、第三开关管Q3的驱动信号分别超前于第五开关管Q5、第八开关管Q8和第六开关管Q6、第七开关管Q7的时间为：

其中，移相角对应的时间T₀为恒定的常数，开关周期T_s随机变化，因此移相占空比D_R也随机变化。

Images