CN110112922A - 基于eps控制的双有源桥变换器及其移相角的提取方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于EPS控制的双有源桥变换器及其移相角的提取方法，属于双有源桥变换器应用技术领域。通过两个移相角对双有源桥变换器即DAB的稳态特性进行分析，利用优选的取值范围建立传输功率模型，并将参数范围划分为三个区域；通过分析传输功率、回流功率和电流应力特性与移相角的关系，确定优选的移相角区间；最后在传输功率确定的情况下，确定满足传输功率大小的参数范围。本发明简化了对传输功率的分析过程与移相角的计算，同时进一步明确移相角的选取范围，确保DAB在满足传输功率前提下能够具有较好的回流功率和电流应力特性。
Description
技术领域
本发明属于双有源桥变换器应用技术领域，特别是涉及一种基于EPS控制的双有源桥变换器及其移相角的提取方法。
背景技术
近年来，随着光伏、风能等新能源发电的普及以及电动汽车(ElectricalVehicle，EV)、不间断电源(Uninterruptable Power Supply，UPS)和LED等直流用电设备在生活领域和工商业领域的广泛应用，基于现代电力电子技术的直流配电系统得到广泛关注。在解决新能源发电与直流负荷的接口问题上，直流配电系统无需额外的DC/AC变换器，可以更高效的实现直流电能传输与电压转换。同时，相比于交流配电系统，直流配电系统不需要考虑频率与无功功率，因而具有控制简单的优点。
在直流配电系统中，需要以隔离双向DC-DC变换器(Isolated Bidirectional DC-DC Converter，IBDC)作为核心部件的固态变压器(Solid-state Transformer，SST)来控制功率流动、调节直流母线电压。研究表明，在众多的IBDC拓扑中，双有源桥变换器(DualActive Bridge，DAB)因、其控制简单电气隔离、功率密度高和易于实现软开关等优点，具有较高的研究价值。典型的DAB由高频变压器、电感L(外接电感加变压器漏感)和原副边的桥式电路H1、H2组成。其中，高频变压器变比为k：1。作为功率传输的重要单元，DAB的功率转换效率是直流配电系统关键问题之一，因此采用合适的控制策略、建立准确的模型，以保障对控制变量进行准确便利的选取和实现变换器的高效运行具有重要意义。
目前DAB主要采用移相控制策略，移相控制策略中，功率传输的灵活性与控制复杂程度息息相关，一般来说，随着控制自由度的增加，传输功率的调节更加灵活但控制复杂程度增大。现有技术中，有对DAB采用各种移相控制传输功率灵活性进行了比较，其中扩展移相控制虽然只拥有H1、H2桥间的外移相角和H1桥自身的内移相角两个控制自由度，控制简单却具有较高的传输功率灵活度。现有技术采用EPS控制DAB的工作原理，并通过理论与实验验证了在相同传输功率下，EPS控制能够选取不同的运行点始终保证比传统移相控制的回流功率要小，然而并没有涉及移相角选取的原则与方法。也有人指出在不同电压转换比时，DAB回流功率与传输功率表现出不同特性，实际工程中应考虑变换器的电压转换比。同时相关文献研究了从回流功率和电流应力优化角度提高 DAB效率的方法。可见，现有技术主要是针对控制策略的改进，却较少涉及移相角本身与DAB传输功率、回流功率和电流应力特性的关系和从移相角选取角度出发提高DAB 效率的方法。
针对上述问题，本申请提出一种基于EPS控制的双有源桥变换器及其移相角的提取方法。对DAB的两个移相角进行优化选取，利用优化选取的移相角对传输功率建模，可以简化对传输功率的分析过程与移相角的计算。同时为了提高DAB的效率，综合考虑优化选取的移相角与回流功率和电流应力特性的关系，进一步明确移相角的选取范围。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于EPS控制的双有源桥变换器及其移相角的提取方法，以实现简化传输功率的分析与移相角的计算，同时可进一步明确移相角的选取范围。
本发明所采用的技术方案是，提供一种基于EPS控制的双有源桥变换器，包括原边桥式电路H1、副边桥式电路H2、高频变压器和DSP控制器；所述原边桥式电路H1包括两个结构相同且相互并联的桥臂，且与电容C1并联后接入直流电源Vin；一个桥臂包括绝缘栅双极型晶体管Q1、Q2、二极管VD1、VD2，另一个桥臂包括绝缘栅双极型晶体管 Q3、Q4、二极管VD3、VD4；所述高频变压器的初级线圈串联电感L；
所述绝缘栅双极型晶体管Q1与所述二极管VD1并联，所述绝缘栅双极型晶体管Q1的集电极连接二极管VD3的阴极并与直流电源Vin的正极相连；所述绝缘栅双极型晶体管Q2与所述二极管VD2并联，所述绝缘栅双极型晶体管Q2的发射极连接二极管VD2的阳极并与直流电源Vin的负极相连；
所述绝缘栅双极型晶体管Q3与所述二极管VD3并联，所述绝缘栅双极型晶体管Q3的集电极连接二极管VD1的阴极并与直流电源Vin的正极相连；所述绝缘栅双极型晶体管Q4与所述二极管VD4并联，所述绝缘栅双极型晶体管Q4的发射极连接二极管VD4的阳极并与直流电源Vin的负极相连；
所述绝缘栅双极型晶体管Q1的发射极与所述绝缘栅双极型晶体管Q2的集电极连接于所述高频变压器的初级线圈的A端；所述绝缘栅双极型晶体管Q3的发射极与所述绝缘栅双极型晶体管Q4的集电极连接于所述高频变压器的初级线圈的B端；
所述副边桥式电路H2的结构与所述原边桥式电路H1相同且对称设置于高频变压器次级线圈一侧，所述高频变压器的次级线圈两端分别连接在所述副边桥式电路H2两个桥臂的C端与D端；所述副边桥式电路H2与电容C2、负载电阻并联；所述负载电阻连接所述DSP控制器；所述DSP控制器包括控制信号生成模块、控制参数计算模块和PI控制模块，所述控制信号生成模块与所述原边桥式电路H1、副边桥式电路H2中所有绝缘栅双极型晶体管的漏极连接。
进一步地，所述DSP控制器的型号为TMS320F28335。
本发明还提供了一种采用前述双有源桥变换器在EPS控制下的移相角优化方法，包括以下步骤：
S1，通过两个移相角对双有源桥变换器即DAB的稳态特性进行分析，得到第一移相角C的取值范围为[0,1]，第二移相角M的取值范围为[0，C]；
S2，利用所述S1中得到的C和M的取值范围建立传输功率模型，并将参数范围划分为三个区域；
S3，利用DAB的传输功率特性、电流应力特性与回流功率特性，分区域分析传输功率、回流功率和电流应力特性与移相角的关系，确定优选的移相角区间；
S4，在传输功率确定的情况下，确定满足传输功率大小的参数范围。
进一步地，所述S2中传输功率模型的建立包括以下步骤：
S21，以电感两端电压为(V1+kV2)时刻为起始点进行分析，根据DAB半个周期中不同时间段电感两端电压特性及其对称工作的特点，列写下述方程：
解式(1)-(3)可得：
其中，i0为初始时刻电感电流的瞬时值，i1为前半个开关周期中，vH2从0变为kV2时刻的电感电流瞬时值；vH2为双有源桥变换器的副边桥式电路交流侧折算到一次侧的电压；i2为电流应力；k为变压器原边副边变比；T为半个开关周期；V1为输入电压；V2为输出电压；f为双有源桥变换器的开关频率；L为电感，n＝V1/kV2，为电压转换比； MT为电感两端电压为(V1-kV2)或-(V1-kV2)的时间；CT为电感两端电压为±(V1-kV2) 和±kV2的时间之和；C为第一移相角，M为第二移相角，均反映半个周期内相应的时间占比；
S22，定义双有源桥变换器DAB在一个开关周期内的平均功率Pin如下：
其中，iL为电感电流瞬时值，t0为任一起始时刻值，vH1为双有源桥变换器中H1桥直流侧电压值，V1为输入电压，V2为输出电压，f为双有源桥变换器的开关频率，k为变压器原边副边变比；
根据所述平均功率Pin表达式的特性，将参数范围分为三个区域：C、M∈[0,0.5]、M≤C； C、M∈[0.5,1]、M≤C和C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]；
进一步地，所述S3中分区域分析传输功率与移相角关系的具体过程如下：
以最大传输功率值PN＝kV1V2/(8fL)为传输功率基准值，将所述S22中的平均功率Pin标幺化得到标幺化传输功率P*：
P*＝2[(1-M)M+(1-C)C] (8)
将上式表达式的三维曲线分割为三个子区间并转化为二维曲线图，其中阴影区域面积越大，则传输功率控制的灵活度越高；在C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]区间控制的灵活度最高，C、M∈[0,0.5]、M≤C与C、M∈[0.5,1]、M≤C两个区间控制灵活度相同且灵活度较小；且三个区域的传输功率范围均相同。
进一步地，所述S3中分区域分析电流应力与移相角关系的具体过程如下：
根据所述S21中的公式(3)构建电流应力辅助函数：
imax(C,M)＝1+n+(n-2)M-nC (9)
其中，n为电压转换比；
在n为固定值的情况下，将上式的三维曲线图分割为三个子区间并转化为二维曲线图；当1≤n<2，移相角在区间C、M∈[0.5,1]、M≤C时，电流应力特性整体上较好，此时 M和C的取值都很大且接近于1，电流应力小；当n≥2，移相角在区间C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]时，电流应力特性整体上较好，此时M很小且接近于0，C较大且接近于1。
进一步地，所述S3中分区域分析回流功率与移相角关系的具体过程如下：
在n固定的情况下，满足一定的传输功率条件时，根据节点电流i0和i1的不同状态，得出不同工作状态下，回流功率Pcir与全范围内参数C和M的关系：
当i0≥0，i1>0，取合适的C和M，得出：Pcir＝0；
当i0<0，i1≥0，得出：根据公式(4)构建电流的辅助函数：
i0'(C,M)＝[1-2C+(1+M-C)n]，(10)
由于i0<0恒成立，因此辅助函数i0'(C,M)>0恒成立；由式(10)可知，随着C的增大i0(C， M)减小；随着M的增大，i0(C，M)也增大；
当i0<0，i1<0，，得出：
由于回流功率为开口向上的一元二次函数，其对称轴M＝[1-(n-2)(1-C)]/n在n>1时恒小于(1-1/n+C)，因此回流功率为关于M的增函数；将该回流功率表达式按照C进行降幂次整理，得到关于C的开口向上的一元二次函数，由于i0<0、i1<0时M>1-C+1/n>1/n，因此函数对称轴为：
回流功率为关于C的减函数；
当移相角在区间C、M∈[0,0.5]、M≤C时，回流功率普遍较大，DAB的特性较差；而在C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]区间，DAB可以在一定的参数范围内实现零回流功率工作。
进一步地，所述S4中确定满足传输功率大小的参数范围包括以下两种情形：
情形一：设所需传输功率为P0，在标幺化后的传输功率P0*∈[0,0.5]时，对于每一固定C值，当M＝0时标幺化传输功率最小，即：
其中，Pmin*为标幺化最小传输功率，标幺化传输功率最大值随着C的增大而减小，当P0*＝Pmin*时，根据式(12)可得最小C值Cmin，且Cmin∈[0.5,1]；当C＝1，M＝0.5时，有P0*＝0.5；
因此当P0*∈[0,0.5]时，选取任意移相角C∈[Cmin，1]代入式(8)，求解关于M的一元二次函数得到满足传输功率P0的移相角M∈[0,0.5]；
情形二：在标幺化后的传输功率P0*∈[0.5,1]时，对于每一固定C值，当M＝0.5时标幺化传输功率达到最大值，此时标幺化传输功率最大值关于C的表达式为：
当P0*＝Pmax*时，根据式(13)可得最大C值Cmax，且Cmax∈[0.5,1]；
由于标幺化传输功率最大值随着C的增大而减小，因此当P0*∈[0.5,1]时，选取任意移相角C∈[0.5，Cmax]代入式(8)，求解关于M的一元二次函数得到满足传输功率P0的移相角M∈[0,0.5]。
本发明的有益效果是：
简化对传输功率的分析过程与移相角的计算，同时进一步明确移相角的选取范围，确保DAB在满足传输功率前提下能够具有较好的回流功率和电流应力特性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是DAB拓扑图及控制框图。
图2是EPS控制DAB主要波形图。
图3是标幺化传输功率图。
图4是1≤n<2时电流应力特性图。
图5是n≥2时电流应力特性图。
图6是不同状态DAB波形图。
图7是回流功率特性图。
图8是BAD不同工作状态的传输功率关系图。
图9是移相角计算选取流程图。
图10是C1为0.4，M1为0.2时的电压电流波形图。
图11是C2为0.7，M2为0.255时的电压电流波形图。
图12是C3为0.66，M3为0.23时的电压电流波形图。
图13是功率跳变时的电压电流波形图。
图14是传输功率为450W时的电压电流波形图。
图15是C1为0.4，M1为0.2的实验波形图。
图16是C2为0.7，M2为0.255的实验波形图。
图17是C3为0.66，M3为0.23的实验波形图。
图18是C1为0.83，M1为0.1的实验波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参照图1，本发明公开了一种基于EPS控制的双有源桥变换器，包括原边桥式电路H1、副边桥式电路H2、高频变压器和DSP控制器；原边桥式电路H1包括两个结构相同且相互并联的桥臂，且与电容C1并联后接入直流电源Vin；一个桥臂包括绝缘栅双极型晶体管Q1、Q2、二极管VD1、VD2，另一个桥臂包括绝缘栅双极型晶体管Q3、Q4、二极管VD3、VD4；高频变压器的初级线圈串联电感L；
绝缘栅双极型晶体管Q1与所述二极管VD1并联，绝缘栅双极型晶体管Q1的集电极连接二极管VD3的阴极并与直流电源Vin的正极相连；绝缘栅双极型晶体管Q2与二极管 VD2并联，绝缘栅双极型晶体管Q2的发射极连接二极管VD2的阳极并与直流电源Vin的负极相连；
绝缘栅双极型晶体管Q3与二极管VD3并联，绝缘栅双极型晶体管Q3的集电极连接二极管VD1的阴极并与直流电源Vin的正极相连；绝缘栅双极型晶体管Q4与二极管VD4并联，绝缘栅双极型晶体管Q4的发射极连接二极管VD4的阳极并与直流电源Vin的负极相连；
绝缘栅双极型晶体管Q1的发射极与绝缘栅双极型晶体管Q2的集电极连接于高频变压器的初级线圈的A端；绝缘栅双极型晶体管Q3的发射极与绝缘栅双极型晶体管Q4的集电极连接于高频变压器的初级线圈的B端；
副边桥式电路H2的结构与原边桥式电路H1相同且对称设置于高频变压器次级线圈一侧，高频变压器的次级线圈两端分别连接在副边桥式电路H2两个桥臂的C端与D端；副边桥式电路H2与电容C2、负载电阻并联；负载电阻连接所述DSP控制器；DSP控制器包括控制信号生成模块、控制参数计算模块和PI控制模块，控制信号生成模块与原边桥式电路H1、副边桥式电路H2中所有绝缘栅双极型晶体管的漏极连接。DSP控制器的型号为TMS320F28335。
本发明还公开了一种采用上述双有源桥变换器在EPS控制下的移相角优化方法，具体方法如下：
1.基于新移相角的DAB传输功率模型
假定功率由V1传递至V2侧为正向功率传输，由于DAB的功率双向流动特性及自身结构的对称性，为了简化分析，以V1>kV2、正向功率传递为例，根据H1、H2桥间的移相角大小不同，采用EPS控制的DAB具有图2所示的两种典型工作波形。其中T为半个开关周期，器件开关频率f＝1/2T。图中，当H1桥直流侧电压vH1与电感电流方向相反时，会出现功率流回到输入侧的现象，如图2中阴影部分所示，定义该部分功率为回流功率。实际上当DAB工作于图2(b)所示的状态时，两个移相角选取条件苛刻，电流应力较大，且当H1桥的内移相角较小时，回流功率大，变换器效率低，在实际应用中较少涉及。因此从实用角度出发，本申请将围绕图2(a)所示的工作状态进行分析。
1.1传输功率模型
不同于现有技术中通过两个移相角对DAB的稳态特性进行分析，如图2(a)中D1T和D2T所示，定义电感两端电压为±(V1-kV2)的时间为MT(M1T)，电压为±(V1-kV2) 和±kV2的时间之和为CT，如图2(a)所示，则其中第一移相角C的取值范围为[0,1]，第二移相角M的取值范围为[0，C]。
以电感两端电压为(V1+kV2)时刻为起始点进行分析，根据DAB半个周期中不同时间段电感两端电压特性及其对称工作的特点，可以列写下述方程：
解式(1)-(3)可得：
其中，i0为初始时刻电感电流的瞬时值，i1为前半个开关周期中，vH2从0变为kV2时刻的电感电流瞬时值；vH2为双有源桥变换器的副边桥式电路交流侧折算到一次侧的电压；i2为电流应力；k为变压器原边副边变比；T为半个开关周期；V1为输入电压；V2为输出电压；f为双有源桥变换器的开关频率；L为电感，n＝V1/kV2，为电压转换比； MT为电感两端电压为(V1-kV2)或-(V1-kV2)的时间；CT为电感两端电压为±(V1-kV2) 和±kV2的时间之和；C为第一移相角，M为第二移相角，均反映半个周期内相应的时间占比；
定义Pin为双有源桥变换器在一个开关周期内的平均功率，则有：
其中，iL为电感电流瞬时值，t0为任一起始时刻值；
在不考虑参数范围时，从数学角度分析表达式(7)可知，M(1-M)与C(1-C)两项皆为关于对称轴为0.5、开口向下的一元二次函数。参数小于0.5时，表达式(7)的最终值随参数的增大而增大；参数大于0.5时，表达式的最终值随参数的增大而减小。
根据该特性将参数范围划分为三个区域：一、C、M∈[0,0.5]、M≤C；二、C、M∈[0.5,1]、 M≤C；三、C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]，从数学原理上可知三个区域的传输功率范围相同。
在此基础上研究不同区域DAB的相关特性，即传输功率控制的灵活度、回流功率与电流应力特性，可以更简明清晰的反映移相角对DAB特性的影响，为移相角的选取提供更明确的范围。
1.2传输功率特性
以SPS控制时最大传输功率值PN＝kV1V2/(8fL)为传输功率基准值，将公式(7)的平均功率Pin标幺化得到标幺化传输功率P*：
P*＝2[(1-M)M+(1-C)C] (8)
将标幺化传输功率表达式(8)通过三维曲线表示如图3(a)所示；为了便于观察比较将三维图分割为三个子区间并转化为2D图，分别如图3(b)、图3(c)和图3(d) 所示，传输功率为图中阴影部分。其中子图(b)对应移相角参数区间为C、M∈[0,0.5]、 M≤C；图(c)对应参数区间为C、M∈[0.5,1]、M≤C；图(d)对应参数区间为C∈[0.5,1]、 M∈[0,0.5]；
从图中可以看到，三个区域的传输功率范围都相同，且与SPS控制相比未发生变化。以阴影区域面积的大小表示传输功率控制的灵活度，阴影区面积大表示控制的灵活度高，则在C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]区间控制的灵活度最高，C、M∈[0,0.5]、M≤C与C、M∈[0.5,1]、M≤C两个区间控制灵活度相同且灵活度较小。
2.基于新移相角的DAB特性分析
采用分区域分析传输功率特性时，三个区域的传输功率范围都相同且C∈[0.5,1]、M ∈[0,0.5]区间控制的灵活度最高。然而满足传输功率只是最基本的要求，在保证传输功率的前提下DAB还应具备较高的效率。回流功率与电流应力作为衡量DAB性能的两个重要指标，他们的特性与移相角的选取息息相关，需分区域分析回流功率和电流应力特性与移相角的关系。
2.1电流应力特性
电流应力的大小很大程度上影响了器件的选型与成本。由式(6)可知，而对于EPS控制电流应力imax的特性不仅与M和C有关，还与电压转换比n的取值范围有关。为了简化分析，根据式(6)构建电流应力辅助函数：
imax(C,M)＝1+n+(n-2)M-nC (9)
在实际应用中，通常n的取值是固定的，当1≤n<2和当n≥2时，根据式(9)可知，电流应力的特性与M的关系是不同的。分别取n＝1.5和n＝2.5为例，绘制电流应力辅助函数三维图分别如图4(a)和图5(a)所示。同样为了便于观察比较，将1≤n<2和n≥2 的三维图分割为三个子区间并转化为2D图，分别如图4(b)、图4(c)、图4(d)及图5(b)、图5(c)、图5(d)所示。其中图4(b)、图5(b)中移相角参数区间C、 M∈[0,0.5]、M≤C；图4(c)、图5(c)中区间为C、M∈[0.5,1]、M≤C；图4(d)、图5(d)中区间C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]。
由图4(a)和图5(a)可以看到，当M不变时，随着C的增大，电流应力都将减小；而当C不变时，1≤n<2时电流应力随着M的增大而减小，n≥2时电流应力随着M的增大而增大。从图4(b)、图4(c)、图4(d)及图5(b)、图5(c)、图5(d)可以看到，当移相角在区间C、M∈[0,0.5]、M≤C时电流应力始终较大；而在不同n的范围下，电流应力特性在区间C、M∈[0.5,1]、M≤C和区间C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]各有优势。
结合图3(c)和图3(d)可以看到，当1≤n<2，移相角在区间C、M∈[0.5,1]、M≤C 时，电流应力特性整体上较好，尤其当DAB处于轻载时优势明显，此时M和C的取值都很大且接近于1，电流应力非常小；而当n≥2，移相角在区间C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5] 时，电流应力特性整体上较好，同样在轻载时效果显著，此时M很小且接近于0，C较大且接近于1。
2.2回流功率特性
当传输功率需求发生改变时，移相角也发生变化，电感两端的电压波形随之改变，因而电感电流波形呈现不同的特点。而回流功率特性根据电感电流波形的不同而有所区别。对于EPS控制而言，电感电流根据节点电流i0和i1状态不同，有i0≥0、i1>0，i0<0、 i1≥0和i0<0、i1<0三种状态，此时DAB三种工作状态如图6所示，图中阴影部分为存在回流功率时段。
当传输功率一定时，回流功率越大，所需正向传递的功率也越大，这不仅会导致变换器效率下降，同时也会对功率器件有更高的要求。由于EPS控制时传输功率调节灵活性较高，若能选取合适的移相角，保证在相同传输功率时拥有较小的回流功率，则可提升DAB的性能。对于处于不同工作状态的DAB回流功率Pcir特性及全范围内参数C和 M的关系如表1所示。结合表1和图6，对不同工作状态的DAB回流功率特性进行分析。
表1 DAB不同工作状态回流功率特性
在n固定的情况下，满足一定的传输功率条件时：
1)选取合适的C和M，可以实现DAB的零回流功率工作，即工作于i0≥0、i1>0状态。
2)当DAB工作于i0<0、i1≥0状态时，其回流功率表达式与电流i0的大小有关。根据公式(4)构建电流i0的辅助函数，其表达式如下
i0'(C,M)＝[1-2C+(1+M-C)n] (10)
由于i0<0恒成立，因此辅助函数i0(C，M)>0恒成立；因此由式(10)可知，随着C 的增大i0(C，M)减小；随着M的增大，i0(C，M)也增大。
3)而当DAB工作于i0<0、i1<0状态时，根据表1中回流功率表达式与i0<0、i1<0 状态的限制条件可知，回流功率为开口向上的一元二次函数，其对称轴M＝[1-(n-2)(1-C)]/n在n>1时恒小于(1-1/n+C)，因此回流功率为关于M的增函数。而将该回流功率表达式按照C进行降幂次整理，得到关于C的开口向上的一元二次函数，由于i0<0、i1<0时 M>1-C+1/n>1/n，因此函数对称轴为：
回流功率同样为关于C的减函数。
综合上述分析，当DAB工作于有回流功率的状态时，回流功率皆为关于M的增函数、关于C的减函数。取n＝2.5为例绘制全参数范围内的回流功率特性三维图如图7(a) 所示，三个子区间的2D图分别如图7(b)、图7(c)和图7(d)所示。从图中可以看到，当移相角在区间C、M∈[0,0.5]、M≤C时，回流功率普遍较大，DAB的特性较差；而在C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]区间，DAB可以在一定的参数范围内实现零回流功率工作。为了便于观察，结合表1与图3(d)，绘制区间C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]上DAB工作状态与传输功率的关系如图8所示。可以看到，当DAB的标幺化传输功率不大时，可以工作于零回流功率状态。
3.DAB优化控制
通过前述分析将移相角范围分为三个区域，分别对三个区域的传输功率、电流应力和回流功率特性的分析可知，三个控制区间都拥有同样的传输功率范围，而在传输功率灵活性、电流应力与回流功率特性的性能上，三个区间有所不同。
其中传输功率灵活性在区间C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]时最高；回流功率特性在区间C ∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]时整体上较好，且DAB能在一定的参数范围内实现零回流功率工作；电流应力特性则根据n的范围不同，在区间C、M∈[0.5,1]、M≤C和C∈[0.5,1]、M ∈[0,0.5]上各有优势。因此由上述分析可知，移相角的选取首先排除在区间C、M∈[0，0.5]、M≤C中进行。
在区间C、M∈[0.5,1]、M≤C和C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]上，由传输功率表达式(8)可知，对应于同一传输功率和同一C值，可能具有两个M的值分别在区间M∈[0.5,1]和 M∈[0,0.5]中，由前述分析，此时当M∈[0,0.5]时，回流功率特性较好，电流应力仅在1≤n<2时比在M∈[0.5,1]时大，且当DAB处于轻载时差距尤为显著。而由图7(c)和图7(d) 可知，轻载时在M∈[0.5,1]区间，C和M都接近于1，此时电流应力非常大；而在M∈[0,0.5] 区间，C接近于1，M接近于0，此时回流功率很小甚至为0。考虑到轻载时，回流功率对传输效率的比重更大，因此优先保证DAB具有较小的回流功率。
综合上述分析，本申请对移相角的选取在区间C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]中进行，选参数的基本原则是满足规定的功率传输要求。在此基础上，若能具有较小的回流功率和电流应力，则可以提高变换器效率。C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]区间整体的回流功率和电流应力特性较好，但是还需要进一步确定满足传输功率大小的参数范围。首先，在传输功率确定的情况下，确定满足功率传输的移相角的范围，并在此范围内优化选取，以确保该选取的参数能使变换器有较小的回流功率和电流应力。参照附图9，计算步骤如下：
假设所需传输功率为P0，标幺化后的传输功率为P0*＝P0/PN；输入输出电压、电感和变压器等电路参数固定。
1)P0*∈[0,0.5]时：
对于每一固定C值，当M＝0时标幺化传输功率最小，其表达式为
其中，Pmin*为标幺化最小传输功率，由图3(d)可知，标幺化传输功率最大值随着C的增大而减小，因此当P0*＝Pmin*时，根据式(12)可得最小C值，且Cmin∈[0.5,1]；当C＝1， M＝0.5时，因此有P0*＝0.5。因此当P0*∈[0,0.5]时，选取任意C∈[Cmin，1]代入式(8)，求解关于M的一元二次函数得到M0∈[0,0.5]，则第一移相角C、第二移相角M皆满足传输功率为P0的要求。
2)P0*∈[0.5,1]时：
对于每一固定C值，当M＝0.5时标幺化传输功率达到最大值，此时标幺化传输功率最大值关于C的表达式为
当P0*＝Pmax*时，根据式(13)可得最大C值，且Cmax∈[0.5,1]。且由于标幺化传输功率最大值随着C的增大而减小，因此当P0*∈[0.5,1]时，选取任意C∈[0.5，Cmax]代入式(8)，求解关于M的一元二次函数得到M0∈[0,0.5]，则第一移相角C、第二移相角M皆满足传输功率为P0的要求。
在控制时，第一移相角C最终选取优化区间内的中间值，实际上在整个优化区间内DAB回流功率与电流应力特性差距不大。在已知电路参数和确定传输功率大小的情况下，采用EPS控制时满足传输功率要求的DAB移相角范围选取流程如图9所示，控制框图如图10所示。
4.仿真与实验
通过Matlab/Simulink仿真验证理论分析的正确性。仿真参数设定输入电压120V，输出电压80V，变压器变比为1，电感L＝0.6mH，器件开关频率f＝2kHz。根据传输功率基准值可求得PN＝kV1V2/(8fL)＝1000W。假设所需传输功率P0为800W，即传输功率标幺值为0.8时，根据图9可以求得符合条件的C范围大约是C∈[0.5，0.816]。分别取C1＝0.4、 C2＝0.7和C3＝0.66，代入式(8)求得M1＝0.2、M2＝0.255和M3＝0.23，其中C3是参数范围的中间值，C2是根据表1计算后选取的i0≥0、i1>0状态与i0<0、i1≥0状态临界处附近值， C1选取了区间C、M∈[0.5,1]、M≤C中的值。仿真结果分别如图10-12所示，图中阴影部分表示有回流功率存在。
根据图10-12可以看到，选取相同区域的电感电流波形，当在区间C、M∈[0.5,1]、M≤C中选取时，回流功率与电流应力明显较大，而在区间C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]内选取时差距较小。实际上根据电流应力与回流功率表达式可以求得当取C1＝0.4，M1＝0.2时电流应力imax1＝30A，回流功率Pcir1＝392W；取C2＝0.7，M2＝0.255时电流应力imax2＝22A，回流功率Pcir2＝37.4W；取C3＝0.66，M3＝0.23时电流应力imax3＝23A，回流功率Pcir3＝57W。控制算法中选取的C值，即C3，虽然不能保证DAB的性能最优，但是整体效果较好。若在此基础上若对控制器算法加以改进，可进一步提升DAB的性能。
当传输功率由800W跳变为450W时，其暂态波形如图13所示。稳定后局部方法虚线框部分波形如图14所示。实际上当传输功率为450W时，根据图9所示流程可求得控制器中两参数C＝0.83，M＝0.1。此时根据电流应力表达式可得imax＝20A，而根据表1可得此时零回流功率状态临界条件为C>0.714，0<M<0.27，因此此时DAB工作于i0>0、i1>0 状态，与仿真波形一致。
为了验证分析的正确性，实验中电路参数与仿真时相同，当传输功率P0为800W，即传输功率标幺值分别为0.8时，分别选取不同的C进行验证。首先当P0为800W，根据前述分析，分别取C1＝0.4，M1＝0.2、C2＝0.75，M2＝0.31和C3＝0.66，M3＝0.23三种情况，所得实验波形如图15-17所示。
为了验证分析的正确性，实验中电路参数与仿真相时相同，当传输功率P0为800W，即传输。由图15-17可以看到，取C1＝0.4，M1＝0.2，即图15所示波形电感电流与C2＝0.75，M2＝0.31和C3＝0.66，M3＝0.23，即图16-17所示电感电流波形差距较大，其电流应力与回流功率都较大。而图16和图17中电感电流波形差距很小，与仿真所得结论一致。当选取移相角在区间C、M∈[0.5,1]、M≤C中进行控制时，DAB的性能较好，且区间内选取不同参数造成的差异较小。
图18所示为负载发生变化，功率由800W变为450W后DAB稳定工作时的波形，可以看到根据本申请基于EPS控制下的双有源桥变换器，在此时工作于零回流功率状态，电流应力略大于20A，其拥有较好的性能，与仿真分析一致。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。
Claims (8)
1.一种基于EPS控制的双有源桥变换器，其特征在于，包括原边桥式电路H1、副边桥式电路H2、高频变压器和DSP控制器；所述原边桥式电路H1包括两个结构相同且相互并联的桥臂，且与电容C1并联后接入直流电源Vin；一个桥臂包括绝缘栅双极型晶体管Q1、Q2、二极管VD1、VD2，另一个桥臂包括绝缘栅双极型晶体管Q3、Q4、二极管VD3、VD4；所述高频变压器的初级线圈串联电感L；
所述绝缘栅双极型晶体管Q1与所述二极管VD1并联，所述绝缘栅双极型晶体管Q1的集电极连接二极管VD3的阴极并与直流电源Vin的正极相连；所述绝缘栅双极型晶体管Q2与所述二极管VD2并联，所述绝缘栅双极型晶体管Q2的发射极连接二极管VD2的阳极并与直流电源Vin的负极相连；
所述绝缘栅双极型晶体管Q3与所述二极管VD3并联，所述绝缘栅双极型晶体管Q3的集电极连接二极管VD1的阴极并与直流电源Vin的正极相连；所述绝缘栅双极型晶体管Q4与所述二极管VD4并联，所述绝缘栅双极型晶体管Q4的发射极连接二极管VD4的阳极并与直流电源Vin的负极相连；
所述绝缘栅双极型晶体管Q1的发射极与所述绝缘栅双极型晶体管Q2的集电极连接于所述高频变压器的初级线圈的A端；所述绝缘栅双极型晶体管Q3的发射极与所述绝缘栅双极型晶体管Q4的集电极连接于所述高频变压器的初级线圈的B端；
所述副边桥式电路H2的结构与所述原边桥式电路H1相同且对称设置于高频变压器次级线圈一侧，所述高频变压器的次级线圈两端分别连接在所述副边桥式电路H2两个桥臂的C端与D端；所述副边桥式电路H2与电容C2、负载电阻并联；所述负载电阻连接所述DSP控制器；所述DSP控制器包括控制信号生成模块、控制参数计算模块和PI控制模块，所述控制信号生成模块与所述原边桥式电路H1、副边桥式电路H2中所有绝缘栅双极型晶体管的漏极连接。
2.根据权利要求1所述的一种基于EPS控制的双有源桥变换器，其特征在于，所述DSP控制器的型号为TMS320F28335。
3.采用如权利要求1所述的双有源桥变换器在EPS控制下的移相角优化方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1，通过两个移相角对双有源桥变换器即DAB的稳态特性进行分析，得到第一移相角C的取值范围为[0,1]，第二移相角M的取值范围为[0，C]；
S2，利用所述S1中得到的C和M的取值范围建立传输功率模型，并将参数范围划分为三个区域；
S3，利用DAB的传输功率特性、电流应力特性与回流功率特性，分区域分析传输功率、回流功率和电流应力特性与移相角的关系，确定优选的移相角区间；
S4，在传输功率确定的情况下，确定满足传输功率大小的参数范围。
4.根据权利要求3所述的双有源桥变换器在EPS控制下的移相角优化方法，其特征在于，所述S2中传输功率模型的建立包括以下步骤：
S21，以电感两端电压为(V1+kV2)时刻为起始点进行分析，根据DAB半个周期中不同时间段电感两端电压特性及其对称工作的特点，列写下述方程：
解式(1)-(3)可得：
其中，i0为初始时刻电感电流的瞬时值，i1为前半个开关周期中，vH2从0变为kV2时刻的电感电流瞬时值；vH2为双有源桥变换器的副边桥式电路交流侧折算到一次侧的电压；i2为电流应力；k为变压器原边副边变比；T为半个开关周期；V1为输入电压；V2为输出电压；f为双有源桥变换器的开关频率；L为电感，n＝V1/kV2，为电压转换比；MT为电感两端电压为(V1-kV2)或-(V1-kV2)的时间；CT为电感两端电压为±(V1-kV2)和±kV2的时间之和；C为第一移相角，M为第二移相角，均反映半个周期内相应的时间占比；
S22，定义双有源桥变换器DAB在一个开关周期内的平均功率Pin如下：
其中，iL为电感电流瞬时值，t0为任一起始时刻值，vH1为双有源桥变换器中H1桥直流侧电压值；
根据所述平均功率Pin表达式的特性，将参数范围分为三个区域：C、M∈[0,0.5]、M≤C；C、M∈[0.5,1]、M≤C；C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]。
5.根据权利要求3或4所述的双有源桥变换器在EPS控制下的移相角优化方法，其特征在于，所述S3中分区域分析传输功率与移相角关系的具体过程如下：
以最大传输功率值PN＝kV1V2/(8fL)为传输功率基准值，将所述S22中的平均功率Pin标幺化得到标幺化传输功率P*：
P*＝2[(1-M)M+(1-C)C] (8)
将上式表达式的三维曲线分割为三个子区间并转化为二维曲线图，其中阴影区域面积越大，则传输功率控制的灵活度越高；在C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]区间控制的灵活度最高，C、M∈[0,0.5]、M≤C与C、M∈[0.5,1]、M≤C两个区间控制灵活度相同且灵活度较小；且三个区域的传输功率范围均相同。
6.根据权利要求3或4所述的双有源桥变换器在EPS控制下的移相角优化方法，其特征在于，所述S3中分区域分析电流应力与移相角关系的具体过程如下：
根据所述S21中的公式(3)构建电流应力辅助函数：
imax(C,M)＝1+n+(n-2)M-nC (9)
其中，n为电压转换比；
在n为固定值的情况下，将上式的三维曲线图分割为三个子区间并转化为二维曲线图；当1≤n<2，移相角在区间C、M∈[0.5,1]、M≤C时，电流应力特性整体上较好，此时M和C的取值都很大且接近于1，电流应力小；当n≥2，移相角在区间C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]时，电流应力特性整体上较好，此时M很小且接近于0，C较大且接近于1。
7.根据权利要求3所述的双有源桥变换器在EPS控制下的移相角优化方法，其特征在于，所述S3中分区域分析回流功率与移相角关系的具体过程如下：
在电压转换比n固定的情况下，满足一定的传输功率条件时，根据节点电流i0和i1的不同状态，得出不同工作状态下，回流功率Pcir与全范围内参数C和M的关系：
当i0≥0，i1>0，取合适的C和M，得出：Pcir＝0；
当i0<0，i1≥0，得出：根据公式(4)构建电流的辅助函数：
i0'(C,M)＝[1-2C+(1+M-C)n]， (10)
由于i0<0恒成立，因此辅助函数i0'(C,M)>0恒成立；由式(10)可知，随着C的增大i0(C，M)减小；随着M的增大，i0(C，M)也增大；
当i0<0，i1<0，得出：
由于回流功率为开口向上的一元二次函数，其对称轴M＝[1-(n-2)(1-C)]/n在n>1时恒小于(1-1/n+C)，因此回流功率为关于M的增函数；将该回流功率表达式按照C进行降幂次整理，得到关于C的开口向上的一元二次函数，由于i0<0、i1<0时M>(1-C+1/n)>1/n，因此函数对称轴为：
回流功率为关于C的减函数；
当移相角在区间C、M∈[0,0.5]、M≤C时，回流功率普遍较大，DAB的特性较差；而在C∈[0.5,1]、M∈[0,0.5]区间，DAB可以在一定的参数范围内实现零回流功率工作。
8.根据权利要求3所述的双有源桥变换器在EPS控制下的移相角优化方法，其特征在于，所述S4中确定满足传输功率大小的参数范围包括以下两种情形：
情形一：设所需传输功率为P0，在标幺化后的传输功率P0*∈[0,0.5]时，对于每一固定C值，当M＝0时标幺化传输功率最小，即：
其中，Pmin*为标幺化最小传输功率，标幺化传输功率最大值随着C的增大而减小，当P0*＝Pmin*时，根据式(12)可得最小C值Cmin，且Cmin∈[0.5,1]；当C＝1，M＝0.5时，有P0*＝0.5；
因此当P0*∈[0,0.5]时，选取任意移相角C∈[Cmin，1]代入式(8)，求解关于M的一元二次函数得到满足传输功率P0的移相角M∈[0,0.5]；
情形二：在标幺化后的传输功率P0*∈[0.5,1]时，对于每一固定C值，当M＝0.5时标幺化传输功率达到最大值，此时标幺化传输功率最大值关于C的表达式为：
当P0*＝Pmax*时，根据式(13)可得最大C值Cmax，且Cmax∈[0.5,1]；
由于标幺化传输功率最大值随着C的增大而减小，因此当P0*∈[0.5,1]时，选取任意移相角C∈[0.5，Cmax]代入式(8)，求解关于M的一元二次函数得到满足传输功率P0的移相角M∈[0,0.5]。
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