CN111726168B - 一种单载波光通信信号检测方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了单载波光通信信号检测方法及其装置，第一光分路模块将光信号分为接收信号L1和接收信号L2两路；延时模块将L1延时处理得到延时光信号；第二光分路模块将延时光信号分为延时光信号M1和延时光信号M2；直接检测模块对M1进行直接检测得到电信号R1；差分检测模块对L2和M2进行差分检测后得到整体电信号R2；第一计算模块将电信号R1与电信号R2做差得到检测电信号R3；转换模块将检测电信号R3预处理后经模数转换得到数字电信号R；数字信号电路模块将R经数字信号电路处理后输出发端数字基带信号；本发明解决现有直接检测中因SSBI干扰带来的低灵敏度问题，实现在低复杂度、低成本条件下获得较高传输灵敏度和较高频谱利用率的复值信号直接检测装置。

Description

一种单载波光通信信号检测方法及其装置

技术领域

本发明涉及光通信直接检测接收机的信号检测与处理领域，具体涉及一种单载波光通信信号检测方法及其装置。

背景技术

现有技术对光通信信号的接收一般采用相干检测和非相干检测两种方式。相干检测可以对调制信号的幅度和相位进行检测，即相干检测可以实现场信号的恢复。因此，相干检测系统中，发端信号通常采用同相-正交(Inphase Quadrature，IQ)调制，可以增加传输信号的频谱利用率(Spectral Efficiency，SE)；此外，场信号的恢复使得接收信号在接收机中可以通过数字信号处理方式对信道中的相位相关损伤进行补偿，例如光纤通信中的色度色散(Chromatic Dispersion,CD)、偏振膜色散(Polarization Mode Dispersion)。而传统的非相干检测采用平方律检波方式，对信号的强度进行检测，通过非相干检测可以恢复信号的幅度信息。非相干检测的SE较低，而且由于接收机采用平方律检波方式，接收到的信号无法对色散等包含相位信息的信号损伤进行补偿。因此，非相干检测失去了场信号的信号恢复能力，导致在数字域对色散等信号损伤进行补偿成为障碍，限制了传统的强度调制直接检测(Intensity Modulation Directly Detection,IMDD)系统的传输距离。

在接收机的实现方面，相干检测接收机硬件实现较为复杂，对本振激光器的要求较高，本振激光器与发射端载波激光器之间的频偏需要精确控制。因此，相干检测接收机实现的硬件成本无法降低。同时，由于相干检测接收机的硬件实现复杂，很难采用光子集成电路实现，很难进一步在功耗、体积等方面得到优化改进。

基于上述相干检测与非相干检测的优缺点，目前，相干检测适用于中/长程距离传输，非相干检测适用于短距传输场景，例如5G和数据中心互联。综合考虑相干检测和非相干检测的优点，自相干检测方式被应用在了光通信系统中。即在发射机中插入一高功率载波，载波随调制信号一同传输到接收机。接收机采用单个光电探测器(Photodetector，PD)对接收信号进行平方律检波，则信号可以从检波输出信号中的信号-载波拍频项中得到。因此，光场可以在无本振的条件下得到恢复。

由于直接检测通常只提供给后端信号处理的强度信息，为恢复传输信号的完整光场信息(幅度信号和相位信息)，因此传输信号主要仍采用单边带(Single-Side Band,SSB)调制信号。在这类信号的直接检测中方案中，信号-信号拍频干扰(Signal-Signal BeatingInterference,SSBI)是影响信号质量检测的主要限制因素。为降低SSBI噪声影响，可以在载波与调制信号之间设置频率保护间隔，频率保护间隔的宽度不小于信号带宽。这种实现方式明显是以牺牲光域SE为代价换取较低的SSBI干扰噪声，得到较高的接收机灵敏度，增加传输的容量距离积。为提高光域SE，最近又有人提出Kramers-Kronig(K-K)接收机。采用K-K接收机可以缩小频率保护间隔，在提高光域SE的同时有效地抑制SSBI。通过K-K关系，信号的相位信息也可以从接收到的信号强度中恢复出来，较好地解决了前面所述直接检测中遇到的问题。然而，采用K-K接收机的接收信号必须为SSB调制信号。对于短距传输来说，电域SE比光域SE更为重要，无论是上述的设置频率保护间隔还是K-K接收机，电域SE从本质上都受限于SSB调制。因为在电域上，SSB的其中一个边带留空，没有任何信号，电域SE损失了一半。除此之外，由于接收端采用PD进行平方律检波，SSB信号的直接检测还将受到噪声折叠的影响。

综上所诉，本申请发明人在实现本申请实施例中发明技术方案的过程中，发现上述技术至少存在如下技术问题：

1.接收机采用本振激光器实现相干检测成本较高，频偏控制复杂，功耗较高；

2.接收机采用传统直接检测方式，无法检测场信号，只能接收强度调制信号；

3.接收机采用自相干接收方式存在SSBI干扰噪声，降低了接收机灵敏度；

4.接收机采用载波插入加频率保护间隔的接收方式，频谱效率较低；

5.接收机采用K-K接收机或现有的载波插入检测方式，调制信号必须为SSB，电域的SE较低。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明提供一种单载波光通信信号检测方法及其装置，可以在接收端无需本振激光器的情况下对复数信号(即包含信号的幅度信息和相位信息)进行直接检测，并通过数字信号处理方法，去除载波插入直接检测所引入的SSBI干扰噪声，实现调制信号的场信号恢复，以便在数字域中进一步对信道中相位相关的信道损伤进行补偿，提高接收机灵敏度，增加传输的容量或距离。

本发明通过下述技术方案实现：

本发明提供一种单载波光通信信号检测方法，包括以下步骤：

将接收的插入了载波信号的光信号分为接收信号L1和接收信号L2两路，接收信号L1经过延时处理得到延时光信号；

将延时光信号分为延时光信号M1和延时光信号M2两路，其中对延时光信号M1进行直接检测得到电信号R1；

对接收信号L2和延时光信号M2进行差分检测后合成一个整体电信号R2；

将直接检测获得的电信号R1与差分检测获得的电信号R2做差值得到检测电信号R3；

将检测电信号R3先进行预处理后经模数转换得到数字电信号R；

将数字电信号R经数字信号电路处理后输出发端数字基带信号。

进一步优化方案为，所述差分检测具体过程为：对接收信号L2和延时光信号M2用90°光混频器混频接收后输出4路混频后的光信号Y1、Y2、Y3和Y4；用2个平衡探测器分别对光信号Y1和Y2、Y3和Y4进行检测输出电信号I1和I2，将电信号I1和I2合为一个整体电信号R2。

进一步优化方案为，取电信号I1的实数部分与电信号I2的虚数部分相加得到一个整体电信号R2。

进一步优化方案为，对检测电信号R3进行预处理过程包括：用自动增益控制器对检测电信号R3进行幅度调整，用数字隔直器隔直去除检测电信号R3的直流信号。

进一步优化方案为，所述数字信号电路处理过程包括：先对数字电信号R初级处理得到适合数字信号电路处理的接收信号r_x，再使接收信号r_x经过反馈环路进行SSBI干扰噪声消除和干扰补偿后输出发端数字基带信号。

进一步优化方案为，对数字电信号R初级处理包括：对数字电信号R使通过数字隔直器、数字AGC，和数字匹配滤波器得到适合数字信号电路处理的接收信号r_x。

进一步优化方案为，所述反馈环路进行SSBI干扰噪声消除和干扰补偿包括以下步骤：

S1.接收信号r_x减去重构SSBI干扰信号，消除SSBI干扰噪声；

S2.无SSBI干扰的信号通过延时补偿装置进行延时补偿；

S3.延时补偿后的信号经信道均衡滤波器对信号的幅度以及信道中的线性或非线性干扰进行干扰补偿；

S4.干扰补偿后的信号进行符号判决输出发端数字基带信号；

S5.基于发端数字基带信号重构SSBI干扰信号并反馈至S1。

进一步优化方案为，反馈环路中，所述步骤S5中重构SSBI干扰信号初始值设定为0，随着反馈环路的工作逐步调整SSBI干扰信号，直到环路稳定工作时的SSBI干扰信号为真实的重构SSBI干扰信号。

本发明还提供一种单载波光通信信号检测装置，包括：第一光分路模块、延时模块、第二光分路模块、直接检测模块、差分检测模块、第一计算模块、转换模块、数字信号电路模块；

第一光分路模块将插入了载波信号的接收信号分为接收信号L1和接收信号L2两路；

延时模块将接收信号L1经过延时处理得到延时光信号；

第二光分路模块将延时光信号分为延时光信号M1和延时光信号M2两路；

直接检测模块对延时光信号M1进行直接检测得到电信号R1；

差分检测模块对接收信号L2和延时光信号M2进行差分检测后得到整体电信号R2；

第一计算模块将直接检测获得的电信号R1与差分检测获得的电信号R2做差值得到检测电信号R3；

转换模块将检测电信号R3先进行预处理后经模数转换得到数字电信号R；

数字信号电路模块将数字电信号R经数字信号电路处理后输出发端数字基带信号。

进一步优化方案为，所述差分检测模块包括：90°光混频器、2个平衡探测器和第一合成单元；所述数字信号电路模块包括初级处理单元和反馈环路单元。

本发明工作原理：

本发明提供一种单载波光通信信号检测方法，先对插入了载波信号的接收信号进行延时，获得延时前后的差分光信号，具体包括：

步骤A1：将包含插入光载波的光信号采用光分路器分为L1和L2两路，假设光载波和信号分别表示为C(t)和S_c(t)，其中C(t)表示中心频率为f₀的载波光信号，S_c(t)表示包含光载波中心频率f₀的信号光。则进入接收机的光信号表示为C(t)+S_c(t)；输入的光信号经光分路器分为2路，其中信号L1经延时器件进行延时，延时时长假定为τ，则延时后的信号表示为C(t-τ)+S_c(t-τ)；由于延时τ影响信号-载波拍频后的频率间隔宽度，因此延时长度与信号波特率周期在相比拟，与光载波频率相比则可以忽略。因此，延时后的光信号可以表示为：C(t)+S_c(t-τ)。

步骤A2：将延时后的光信号C(t)+S_c(t-τ)采用光分路器分为两路M1和M2。

进一步地，对延时光信号采用PD进行直接检测，具体为：将所述步骤A2中的光信号M1：C(t)+S_c(t-τ)采用单个PD进行直接检测，直接检测得到的电信号记为R1。

进一步地，将延时前后的差分光信号采用90°光混频器进行混频接收，具体包括：

步骤C1：将所述步骤A1采用光分路器获得的光信号(L2)C(t)+S_c(t)与所述步骤A2采用光分路器获得的延时后的光信号(M2)C(t)+S_c(t-τ)输入90°光混频器进行混频，光混频器输出4路混频后的光信号：

2C(t)+S_c(t-τ)+S_c(t)，S_c(t-τ)-S_c(t)，C(t)+S_c(t-τ)+j[C(t)+S_c(t)]，C(t)+S_c(t-τ)-j[C(t)+S_c(t)]；

步骤C2：所述步骤C1的光混频器输出采用2个平衡探测器进行信号检测。其中的2路光信号2C(t)+S_c(t-τ)+S_c(t)和S_c(t-τ)-S_c(t)由第一个平衡探测器进行检测，其输出的电信号记为I1；另2路光信号C(t)+S_c(t-τ)+j[C(t)+S_c(t)]和C(t)+S_c(t-τ)-j[C(t)+S_c(t)]由第二个平衡探测器进行检测，其输出的电信号记为I2。

步骤C3：将所述步骤C2中两个平衡探测器的输出信号I1和I2合为一个信号整体，记为R2。I1和I2分别对应信号[C(t)+S_c(t-τ)][C(t)+S_c(t)]^*的实数部分与虚数部分，因此有R2＝[C(t)+S_c(t-τ)][C(t)+S_c(t)]^*。其中，R2包含需要提取出来的有效信号S_c(t)；

进一步地，所述步骤D：将所述步骤B直接检测获得的电信号与所述步骤C差分检测获得的电信号做差值，得到接收机输出的电信号，具体包括：

步骤D1：将所述步骤B直接检测得到的信号R1与步骤C采用两个平衡探测器检测到的信号R2做差，抵消光载波引入的直流分量，得到检测装置检测到的电信号，记为R3；

步骤D2：将所述步骤D1获得的电信号R3采用自动增益控制器(Auto-GainController，AGC)进行幅度调整，隔直去除直流信号，并进行模数转换，得到数字电电信号R；

进一步地，所述步骤E：将所述步骤D接收检测到的电信号采用反馈环路方式进行SSBI抵消处理，去除SSBI干扰噪声，实现光场信号恢复，具体包括：

步骤E1：将所述步骤D得到的接收装置输出电信号通过数字隔直器、数字AGC，和数字匹配滤波器，得到适合数字信号电路处理的接收信号r_x；

步骤E2：将所述步骤E1的接收信号r减去构建的SSBI干扰信号，消除SSBI干扰噪声；

步骤E3：将所述步骤E2得到的无SSBI干扰的信号通过信道均衡滤波器，滤波器对信号的幅度，信号延时τ，以及信道中的其他线性或者非线性干扰进行补偿；

步骤E4：对所述步骤E3经滤波器补偿后的数据进行判决，实现发端信号S(t)的复值信号恢复。其中S(t)表示无光载波的发端数字基带信号，包含幅度信息和相位信息，为复数；

步骤E5：基于所述步骤E4恢复的发端基带数字信号S(t)，构建直接检测接收装置引入的SSBI干扰项；

步骤E6：将所述步骤E5构建的SSBI干扰信息反馈到所述步骤E2，在所述步骤E2中与接收信号r_x相减，抵消SSBI干扰项，以获得无SSBI干扰的接收信号。所述步骤E2到所述步骤E6构成反馈环路。反馈环路中，所述步骤E6构建的SSBI干扰信号初始值可设定为0，随着反馈环路的工作逐步调整SSBI干扰项值，直到最后环路稳定工作，此时所述步骤E5构建的SSBI项为真实存在的SSBI干扰项。

本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

本发明首先进行接收信号的延时处理，再进行延时信号的直接检测和信号延时前后的差分检测，然后通过在数字信号处理过程中重新构建直接检测过程中引入的SSBI和信号延时的干扰噪声，在接收信号中减去这两项引入的噪声，得到无SSBI和人为引入延时干扰的信号，最后对该信号进行信道的自适应均衡，获得较高质量的恢复信号；有效解决了现有复值信号检测装置实现复杂，成本较高的缺点，同时解决了现有直接检测中因SSBI干扰带来的低灵敏度问题，实现了较低复杂度、较低成本条件下可以获得较高传输灵敏度和较高频谱利用率的复值信号直接检测装置。其中嵌套的自适应均衡器进一步提高了信号恢复质量和SSBI抵消环路收敛速度。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。

在附图中：

图1为本发明直接检测方法原理图；

图2为信号处理流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。

如图1所示，本发明一种应用在单载波通信传输系统中的载波插入直接检测装置及其场信号恢复方法，请参考图1和图2，所述方法包括：

步骤A：将接收端信号分为两路，并对其中一路信号进行延时τ，延时的时长不超过信号波特率周期时间；

步骤B：将所述步骤A中延时后的信号采用平方律直接检波方式接收；

步骤C：将所述步骤A中延时前后的信号采用90°混频器进行混频，并对混频输出信号采用平衡探测器进行检测；

步骤D：将所述步骤B中延时后信号直接检测获得的电信号与所述步骤C中混频器输出信号经平衡探测器检测结果求差值；

步骤E：将步骤D获得的差值信号采用数字信号处理算法进行处理，抵消信号延时和SSBI干扰噪声，采用反馈环路设计方法对直接检测中的SSBI干扰噪声进行抵消，最终恢复出发端数字基带信号。

其中，在本申请实施例中，所述接收信号中包含插入的载波

和调制到载波频率位置处的信号

此处忽略初始相位，其中C表示载波信号的幅度，为实数，f₀为载波中心频率，S(t)为基带信号。在实际应用中，接收信号可以表示为C(t)+S_c(t)。在所述步骤A中，该接收信号通过信号分路器分为两路后，其中一路进行了延时，延时后的信号表示为：

其中，τ为可调节的延时时间，不大于波特率的周期时间，相比高频载波频率，延时导致的载波相位改变可以忽略，即：

C(t-τ)≈C(t) (3)

在本实施例中，所述步骤B将延时信号采用平方律直接检波，检波输出信号为：

引入的延时τ不大于信号波特率周期时间，信号波特率远低于载波中心频率f₀，此处忽略引入延时在中心载波频率处引入的延时影响，则：

R1＝|C|²+|S(t-τ)|²+CS^*(t-τ)+CS(t-τ) (5)

在本实施例中，所述步骤C将延时前后的两路信号采用混频器进行混频，混频器输出4路信号，其中每2路信号采用1个平衡探测器进行检测。其中，混频器输出的四路信号分别为：

其中信号Y1和Y2为一组，采用平衡探测器BPD1进行检测；信号Y3和Y4为一组，采用平衡探测器BPD2进行检测。两路平衡探测器输出分别为：

因此，延时前后的两路信号，先后经混频器和平衡探测检测后的最终输出信号为：

根据前面讨论，延时τ引入的相位改变对载波影响较小，且与信号项无关，可以忽略，因此平衡探测器组最后得到的信号为

R2＝|C|²+CS^*(t)+CS(t-τ)+S^*(t)S(t-τ) (9)

在本申请例中，将延时信号平方律检波的结果与平衡探测器输出结果做差，抵消载波影响，即

其中，S^*(t)-S^*(t-τ)为信号项，S^*(t)S(t-τ)-|S(t-τ)|²为SSBI干扰项。

在本申请例中，将获得的模型信号R经过必要的数模转换，幅度增益调整，隔离直流和匹配滤波操作后得到数字基带信号处理的输入数据信号r_x。其中，隔直器将滤除R中的直流分量|S(t-τ)|²。为便于讨论，假定接收信号R经过这一系列的转化过程是理想线性的，即从数学原理上将保持函数关系不变。同时，由于混频器两端口分别输入的延时信号S(t)和S(t-τ)在物理和数学上都是对等的，因此在上述等式的推导过程中完全可以交换信号S(t)和S(t-τ)的位置，可以得到类似的结果，即：

r_x＝C[S(t)-S(t-τ)]+S(t)S^*(t-τ) (11)

其中，直流分量|S(t-τ)|²被隔直器滤除。

等式(11)中包含待恢复的信号S(t)及其延时信号S(t-τ)。

由等式(11)可以得到：

由于延时信号S(t-τ)＝S(t)e^-j2πfτ，其中频率f＝1/T_s，数值上等于传输信号的波特率，是已知量。进一步地，可以将S(t-τ)＝S(t)e^-j2πfτ带入等式(12)，得到：

从等式(13)中可以得到待恢复信号S(t)的递归表达式：

在本申请例中，实际实现过程中，等式中|S(t)|²的S(t)为期望的恢复信号，因此，|S(t)|²实际上是S(t)经判决后的符号S_d(t)的模值。即在具体电路实现的过程中，等式(14)应该为：

在本申请例中，反馈环路收敛稳定后，输出的S_d(t)或S(t)即为恢复出的发端数据。S_d(t)可直接给基于硬判的前向纠错进行解码，或者计算S(t)的软值，采用基于软判的前向纠错进行解码。

在本申请例中，步骤E所述的反馈环路抵消SSBI过程中，为降低信道损伤引入的干扰，例如诸如码间串扰等对重构SSBI信号的影响，在对信号进行延时补偿后可以引入信道的自适应均衡器对接收信号进行均衡，均衡输出的数据经过硬判后再实现SSBI信号的重构。即在SSBI和延时补偿的环路中嵌套进自适应均衡环路，在抵消SSBI和延时的同时对信号的信道损伤进行补偿，可以进一步提高接收机灵敏度和加快SSBI抵消环路的收敛速度。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种单载波光通信信号检测方法，其特征在于，包括以下步骤：

将接收的插入了载波信号的光信号分为接收信号L1和接收信号L2两路，接收信号L1经过延时处理得到延时光信号；其中延时处理过程引入可调节的延时时间τ，可调节的延时时间τ≤波特率的周期时间，忽略延时导致的载波相位改变和中心载波频率处引入的延时影响；

将延时光信号分为延时光信号M1和延时光信号M2两路，其中对延时光信号M1进行直接检测得到电信号R1；

对接收信号L2和延时光信号M2进行差分检测后合成一个整体电信号R2；

将直接检测获得的电信号R1与差分检测获得的电信号R2做差值得到检测电信号R3；

将检测电信号R3先进行预处理后经模数转换得到数字电信号R；

将数字电信号R经数字信号电路处理后输出发端数字基带信号；数字信号电路处理过程包括：先对数字电信号R初级处理得到适合数字信号电路处理的接收信号r_x，再使接收信号r_x经过反馈环路进行SSBI干扰噪声消除和干扰补偿后输出发端数字基带信号

所述反馈环路进行SSBI干扰噪声消除和干扰补偿包括以下步骤：

S1.接收信号r_x减去重构SSBI干扰信号

消除SSBI干扰噪声；其中频率f＝1/T_s，数值上等于传输信号的波特率；

S2.无SSBI干扰的信号通过延时补偿装置进行延时补偿，得到延时补偿后的信号：

其中C表示载波信号的幅度，为实数；

S3.延时补偿后的信号经信道均衡滤波器对信号的幅度以及信道中的线性或非线性干扰进行干扰补偿；

S4.干扰补偿后的信号进行符号判决输出发端数字基带信号S_d(t)；

S5.基于发端数字基带信号S_d(t)重构SSBI干扰信号S(t)²e^j2πfτ并反馈至S1。

2.根据权利要求1所述的一种单载波光通信信号检测方法，其特征在于，所述差分检测具体过程为：对接收信号L2和延时光信号M2用90°光混频器混频接收后输出4路混频后的光信号Y1、Y2、Y3和Y4；用2个平衡探测器分别对光信号Y1和Y2、Y3和Y4进行检测输出电信号I1和I2，将电信号I1和I2合为一个整体电信号R2。

3.根据权利要求2所述的一种单载波光通信信号检测方法，其特征在于，取电信号I1的实数部分与电信号I2的虚数部分相加得到一个整体电信号R2。

4.根据权利要求1所述的一种单载波光通信信号检测方法，其特征在于，对检测电信号R3进行预处理过程包括：用自动增益控制器对检测电信号R3进行幅度调整，用数字隔直器隔直去除检测电信号R3的直流信号。

5.根据权利要求1所述的一种单载波光通信信号检测方法，其特征在于，对数字电信号R初级处理包括：对数字电信号R使通过数字隔直器、数字AGC，和数字匹配滤波器得到适合数字信号电路处理的接收信号r_x。

6.根据权利要求1所述的一种单载波光通信信号检测方法，其特征在于，反馈环路中，所述步骤S5中重构SSBI干扰信号初始值设定为0，随着反馈环路的工作逐步调整SSBI干扰信号，直到环路稳定工作时的SSBI干扰信号为真实的重构SSBI干扰信号。

7.一种单载波光通信信号检测装置，用于实现权利要求1-6任意一项所述的方法，其特征在于，包括：第一光分路模块、延时模块、第二光分路模块、直接检测模块、差分检测模块、第一计算模块、转换模块、数字信号电路模块；

第一光分路模块将插入了载波信号的接收信号分为接收信号L1和接收信号L2两路；

延时模块将接收信号L1经过延时处理得到延时光信号，其中延时处理过程引入可调节的延时时间τ，可调节的延时时间τ≤波特率的周期时间，忽略延时导致的载波相位改变和中心载波频率处引入的延时影响；

第二光分路模块将延时光信号分为延时光信号M1和延时光信号M2两路；

直接检测模块对延时光信号M1进行直接检测得到电信号R1；

差分检测模块对接收信号L2和延时光信号M2进行差分检测后得到整体电信号R2；

第一计算模块将直接检测获得的电信号R1与差分检测获得的电信号R2做差值得到检测电信号R3；

转换模块将检测电信号R3先进行预处理后经模数转换得到数字电信号R；

数字信号电路模块将数字电信号R经数字信号电路处理后输出发端数字基带信号。

8.根据权利要求7所述的一种单载波光通信信号检测装置，其特征在于，

所述差分检测模块包括：90°光混频器、2个平衡探测器和第一合成单元；

所述数字信号电路模块包括初级处理单元和反馈环路单元。

Images