CN115134006B - 一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法及装置 - Google Patents
一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法及装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN115134006B CN115134006B CN202210753261.5A CN202210753261A CN115134006B CN 115134006 B CN115134006 B CN 115134006B CN 202210753261 A CN202210753261 A CN 202210753261A CN 115134006 B CN115134006 B CN 115134006B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- complex
- delay
- signal
- double
- coupler
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims abstract description 100
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 109
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 36
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims abstract description 33
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 claims abstract description 30
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 16
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 12
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 claims description 14
- 238000010276 construction Methods 0.000 claims description 9
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 9
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 6
- 238000012804 iterative process Methods 0.000 claims description 4
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 claims description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 11
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 7
- 230000004044 response Effects 0.000 description 5
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 4
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 3
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 3
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 3
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 3
- FFBHFFJDDLITSX-UHFFFAOYSA-N benzyl N-[2-hydroxy-4-(3-oxomorpholin-4-yl)phenyl]carbamate Chemical compound OC1=C(NC(=O)OCC2=CC=CC=C2)C=CC(=C1)N1CCOCC1=O FFBHFFJDDLITSX-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 101150071746 Pbsn gene Proteins 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000006735 deficit Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000000116 mitigating effect Effects 0.000 description 1
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 1
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
- H04B10/2507—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion
- H04B10/2513—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion due to chromatic dispersion
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/516—Details of coding or modulation
- H04B10/5165—Carrier suppressed; Single sideband; Double sideband or vestigial
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion
- H04B10/6971—Arrangements for reducing noise and distortion using equalisation
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
本发明公开了一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法及装置，属于短距离光通信领域，该方法包括：首先在发射端生成具有保护带的复数值双边带信号，其中保护带的宽度根据接收机传输函数在零频率附近的陡峭程度来确定；然后在接收端使用两种基于并行多延迟的载波辅助差分检测接收机接收复数值双边带信号；最后将两种接收机得到的复数信号R1(t)和R2(t)分别进行SSBI处理、逆传输函数处理、下变频、匹配滤波器处理、同步处理、均衡处理以及符号判决处理，得到二进制比特序列，完成基于并行多延迟的载波辅助差分检测。本发明能够有效抑制接收机直接检测产生的SSBI，从而使得系统所需的载波与信号功率比明显降低，OSNR灵敏度显著提高。
Description
技术领域
本发明属于短距离光通信领域，尤其涉及一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法及装置。
背景技术
随着云计算、移动互联和虚拟现实的发展，对于成本敏感的数据中心互连和城域网来说，如何实现高速传输越来越受到关注和重视。相干检测能够对信号的强度和相位信息进行恢复(即光场恢复)，所以可以实现同向/正交(in-phase/quadrature，IQ)调制，从而提高系统的频谱效率(spectral efficiency,SE)。此外，利用信号场信息，信号传输过程中的各种类型的损伤，例如色散(chromatic dispersion，CD)和偏振模色散都可以通过数字信号处理(digital signal processing，DSP)得到缓解。不过相干检测需要在接收端使用复杂且昂贵的本振激光器，所以在对成本敏感的短距离传输中，人们通常优先考虑采用直接检测。然而，由于传统的强度调制直接检测(intensity modulation and directdetection,IM-DD)缺乏光场恢复，大大限制了该方案的传输距离和SE。因此，能够实现信号光场恢复的直接检测方案得到了广泛的关注和研究。
到目前为止，研究人员已经提出了多种能够实现光场恢复的直接检测方案。例如偏置单边带(single-sideband,SSB)方案，通过在载波与信号频谱之间预留与信号带宽等宽的保护带来容纳信号与信号之间的拍频串扰(signal-signal beating interference,SSBI)，从而实现信号的光场恢复，但是保护带会导致此方案具有较低的SE。为了解决此问题，一种无保护带的通过迭代方式抑制SSBI的自相干方案被提出，但是该方案由于迭代消除算法的存在具有较高的复杂度。近年来，新提出的Kramers-Kronig(KK)接收机可以在不使用迭代的情况下有效缓解SSBI，通过借助于KK关系，能在最小相位情况下重建发送信号的相位。上述方案都仅仅适用于SSB调制格式，使SE浪费了一半。因此，人们迫切希望能够通过直接检测实现双边带(double-sideband,DSB)信号的场恢复。尽管双生SSB(twin-SSB)调制方案可以用来检测DSB信号，不过在接收机中边缘陡峭的光学滤波器的使用扼杀了它的实际应用。最近，载波辅助差分检测(carrier-assisted differential detection,CADD)方案被提出，该方案可以通过直接检测实现DSB信号的场恢复，实现了与单偏振相干检测系统相近的SE。不过由于CADD接收机的传输函数会导致SSBI在零频率附近产生急剧增强，所以必须插入一个保护带用来抑制这一效应。保护带的大小决定了CADD系统的SE，为了减小所需的保护带，并行双延迟非对称CADD(parallel doubledelay-based asymmetric-CADD,PDD A-CADD)接收机被提出。方案通过优化接收机的传输函数使其在零频率附近具有更加陡峭的斜率从而减小了所需的保护带，实现了在不使用边缘陡峭的光学滤波器的情况下单偏DSB信号直接检测可以达到的最高SE。但是，PDD A-CADD接收机直接检测时会产生严重的SSBI，虽然使用SSBI迭代算法可有效缓解SSBI，但是需要较高的载波信号功率比(carrier-to-signal power ratio,CSPR)以保证SSBI迭代缓解的有效性。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法及装置，能够有效抑制接收机直接检测产生的SSBI，从而使系统所需的CSPR被明显降低，光信噪比(optical signal-to-noise ratio,OSNR)灵敏度得到显著提高。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法，包括以下步骤：
S1、在发射端，生成具有保护带的复数值双边带信号，其中，所述保护带为复数值双边带信号的上边带和下边带之间的间隙，其大小依据接收机传输函数在零频率附近的陡峭程度来确定；
S2、在接收端，利用基于并行多延迟的载波辅助差分检测接收机接收复数值双边带信号，得到复数信号R1(t)和R2(t)；
S3、将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行SSBI处理、逆传输函数处理、下变频、匹配滤波器处理、同步处理、均衡处理以及符号判决处理，得到最终的二进制比特序列，完成基于并行多延迟的载波辅助差分检测。
本发明的有益效果是：本发明所述方法通过在载波辅助差分检测接收机中添加并行多延迟模块，以优化载波辅助差分检测接收机的传输函数和总延迟的频域响应；新的基于并行多延迟的载波辅助差分检测接收机可显著抑制接收机产生的SSBI，从而使系统所需的CSPR被明显降低，且OSNR灵敏度也显著得到提升。另外，由于基于并行多延迟的载波辅助差分检测接收机的传输函数在零频率附近具有陡峭的斜率，所以可有效减小所需的保护带的宽度，从而提高系统的SE。
进一步地，所述基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机包括第一耦合器、分别与所述第一耦合器连接的第二耦合器和第一90度混频器、与所述第二耦合器连接的第一并行多延迟模块、与所述第一并行多延迟模块连接的第三耦合器、与所述第三耦合器连接的第四耦合器、与所述第四耦合器连接的第一光电二极管、分别与所述第一90度混频器连接的第一平衡光电二极管以及第二平衡光电二极管以及分别与所述第一光电二极管、第一平衡光电二极管和第二平衡光电二极管连接的复数信号R1(t)构建模块；所述第一90度混频器与所述第四耦合器连接；
所述第一耦合器，用于将并行多延迟非对称载波辅助差分检测接收机接收到的复数值双边带信号分成均匀的上下两支路信号；
所述第二耦合器，用于将上支路的复数值双边带信号分成均匀的多支路信号；
所述第一并行多延迟模块，用于对经第二耦合器分离的多路复数值双边带信号进行延迟处理；
所述第三耦合器，用于合并经并行多延迟模块延迟处理的多路复数值双边带信号；
所述第四耦合器，用于将经第三耦合器得到的复数值双边带信号分成均匀的上下两支路信号；
所述第一90度混频器，用于将经第一耦合器的下支路的复数值双边带信号和第四耦合器的下支路的复数值双边带信号进行相位分集处理；
所述第一光电二极管，用于对第四耦合器的上支路复数值双边带信号进行光电转换，得到第一光电流Y0；
所述第一平衡光电二极管，用于将经第一90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第二光电流Y1为最大值；
所述第二平衡光电二极管，用于将经第一90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第三光电流Y2为最大值；
所述复数信号R1(t)构建模块，用于根据第一光电流Y0、第二光电流Y1和第三光电流Y2，构建复数信号R1(t)。
上述进一步方案的有益效果是：通过基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机对复数值双边带信号进行接收，得到了复数信号R1(t)，为实现基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测做了前期的信号接收工作。
再进一步地，所述第一光电流Y0的表达式如下：
所述第二光电流Y1的表达式如下：
所述第三光电流Y2的表达式如下：
其中，C表示虚载波，n表示光延迟器件的总数量，S(t)表示复数值双边带信号，τi表示基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机的第i个光延迟器件的延迟量，i＝1,2,3,...,n，i表示第i个光延迟器件，Re{·}和Im{·}分别表示实部和虚部，*表示共轭。
上述进一步方案的有益效果是：通过给出光电转换得到的三个光电流Y0、Y1和Y2的表达式，为复数信号R1(t)的构建做了前期的准备工作。
再进一步地，所述复数信号R1(t)的表达式如下：
上述进一步方案的有益效果是：给出了通过三个光电流Y0、Y1和Y2进行组合得到复数信号R1(t)的过程，以及复数信号R1(t)的表达式。公式中第一项为载波与信号乘积项，第二项为接收机由于平方检测引入的SSBI干扰，会降低系统的信号质量，第一项中的虚载波C起到抑制SSBI的功能。通过复数信号R1(t)的表达式可以发现SSBI与并行多延迟模块的延迟数量有关，通过增加延迟器件的数量可以抑制SSBI干扰，从而可以降低虚载波C的功率，继而降低系统对CSPR的需求。
再进一步地，所述并行多延迟对称的载波辅助差分检测接收机包括第五耦合器、分别与所述第五耦合器连接的第六耦合器和第二90度混频器、与所述第六耦合器连接的第二并行多延迟模块、与所述第二并行多延迟模块连接的第七耦合器、分别与所述90度混频器连接的第三平衡光电二极管和第四平衡光电二极管以及分别与所述第三平衡光电二极管和第四平衡光电二极管连接的复数信号R2(t)构建模块，所述第七耦合器与所述第二90度混频器连接；
所述第五耦合器，用于将并行多延迟对称载波辅助差分检测接收机接收到的复数值双边带信号分成均匀的上下两支路信号；
所述第六耦合器，用于将第五耦合器上支路的复数值双边带光信号分成均匀的多支路信号；
所述第二并行多延迟模块，用于对经第六耦合器分离的多路复数值双边带信号进行延迟处理；
所述第七耦合器，用于合并经并行多延迟模块延迟处理的多路复数值双边带信号；
所述第二90度混频器，用于将经第六耦合器的下支路的复数值双边带信号和第七耦合器合并的复数值双边带信号进行相位分集处理；
所述第三平衡光电二极管，用于将经第二90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第四光电流Y3为最大值；
所述第四平衡光电二极管，用于将经第二90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第五光电流Y4为最大值；
所述复数信号R2(t)构建模块，用于根据第四光电流Y3和第五光电流Y4，构建复数信号R2(t)。
上述进一步方案的有益效果是：通过基于并行多延迟的对称载波辅助差分检测接收机对复数值双边带信号进行了接收，得到了复数信号R2(t)为实现并行多延迟的对称载波辅助差分检测做了前期的信号接收工作。
再进一步地，所述第四光电流Y3的表达式如下：
所述第五光电流Y4的表达式如下：
其中，τi′表示基于并行多延迟的对称载波辅助差分检测接收机的第i个光延迟器件的延迟量，i＝1,2,3,...,n，i表示第i个光延迟器件，Re{·}和Im{·}分别表示实部和虚部，*表示共轭，C表示虚载波，n表示光延迟器件的总数量，S(t)表示复数值双边带信号。
上述进一步方案的有益效果是：通过给出光电转换得到的两个光电流Y3、和Y4的表达式，为复数信号R2(t)的构建做了前期的准备工作。
再进一步地，所述构建复数信号R2(t)包括以下步骤：
A1、根据第四光电流Y3和第五光电流Y4，构建复数信号R2'(t)：
A2、对所述复数信号R2'(t)进行延迟处理，并将复数信号R2'(t)与延迟后得到的信号进行组合，得到复数信号R2(t)：
上述进一步方案的有益效果是：给出了通过两个光电流Y3、和Y4进行组合得到复数信号R2(t)的过程，以及复数信号R2(t)的表达式。公式中第一项为载波与信号乘积项，剩下的项为接收机由于平方检测引入的SSBI干扰，会降低系统的信号质量，第一项中的虚载波C起到抑制SSBI的功能。通过复数信号R2(t)的表达式可以发现SSBI与并行多延迟模块的延迟数量有关，通过增加延迟器件的数量可以抑制SSBI干扰，从而可以降低虚载波C的功率，继而降低系统对CSPR的需要。
再进一步地，所述步骤S3中SSBI处理包括三种方式：
第一种方式复杂迭代处理，其具体为：
B1、将复数信号R1(t)和R2(t)分别经过逆传输函数、色散补偿、下变频、匹配滤波器、同步、均衡和符号判决处理得到初始比特序列；
B2、基于初始比特序列对并行多延迟的载波辅助差分检测接收机中的SSBI进行重建；
B3、复数信号R1(t)和R2(t)减去重建得到的SSBI，得到新的复数信号R1(t)和R2(t)；
B4、判断迭代次数是否达到阈值，若是，则迭代结束，否则，返回步骤B1；
第二种方式简化迭代处理，其具体为：
C1、将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行逆传输函数处理，得到复数值双边带信号S(t)；
C2、基于复数值双边带信号S(t)，对并行多延迟的载波辅助差分检测接收机中的SSBI进行重建；
C3、复数信号R1(t)和R2(t)减去重建得到的SSBI，得到新的复数信号R1(t)和R2(t)；
C4、判断迭代次数是否达到阈值，若是，则迭代结束，否则，返回步骤C1；
第三种方式无迭代处理为：不需对复数信号R1(t)和R2(t)进行操作，需增大复数值双边带信号的保护带。
上述进一步方案的有益效果是：通过三种处理方式对复数信号R1(t)和R2(t)中的SSBI进行处理，提高信号质量。其中无迭代处理方式复杂度最低，但是相应的保护带不再根据接收机传输函数在零频率周围的陡峭程度来确定，而是需要依据最终的性能是否达到系统的阈值条件来确定。
本发明还提供了一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测装置，包括：
发射端信号生成模块，用于在发射端，生成具有保护带的复数值双边带信号，其中，所述保护带为复数值双边带信号的上边带和下边带之间的间隙，其大小根据接收机传输函数在零频率附近的陡峭程度来确定；
接收端信号接收模块，用于在接收端，分别利用基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机和对称载波辅助差分检测接收机接收复数值双边带信号，得到复数信号R1(t)和R2(t)；
接收端DSP处理模块，用于将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行SSBI处理、逆传输函数处理、下变频、匹配滤波器处理、同步处理、均衡处理以及符号判决处理，得到最终的二进制比特序列，完成基于并行多延迟的载波辅助差分检测。
本发明的有益效果是：本发明所述方法通过在载波辅助差分检测接收机中添加并行多延迟模块，以优化载波辅助差分检测接收机的传输函数和总延迟的频域响应；新的基于并行多延迟的载波辅助差分检测接收机可显著抑制接收机产生的SSBI，从而使系统所需的CSPR被明显降低，且OSNR灵敏度也显著得到提升。另外，由于基于并行多延迟的载波辅助差分检测接收机的传输函数在零频率附近具有陡峭的斜率，所以可有效减小所需的保护带的宽度，从而提高系统的SE。
附图说明
图1为本发明的方法流程图。
图2为本发明的装置框图。
图3为本发明实施例的基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法的仿真框图。
图4为本发明实施例的PMD CADD接收机结构框图。
图5为本发明实施例在三种处理方式下的数字信号处理流程图。
图6为本发明实施例的P6D A-CADD和P5D S-CADD接收机的传输函数。
图7为本发明实施例的P6D A-CADD和P5D S-CADD接收机的总延迟的频域响应。
图8为本发明实施例在使用复杂迭代和简化迭代方案时，BER与OSNR之间的关系图。
图9为本发明实施例应用无迭代方案时，在达到7％的前向纠错(forward errorcorrection,FEC)误码率(bit-error rates,BER)阈值时不同CSPR所需要的保护带。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
实施例1
如图1所示，本发明提供了一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测(parallelmultipledelay carrier-assisted differential detection,PMD CADD)方法，其实现方法如下：
S1、在发射端，生成具有保护带的复数值双边带信号，其中，所述保护带为复数值双边带信号的上边带和下边带之间的间隙，保护带的大小根据接收机传输函数在零频率周围的陡峭程度来确定；
本实施例中，如图3所示，首先，在发射端，在每一帧的头部，1024个符号用于同步和均衡，总共传输217个比特用于最后的BER计算。两路PRBS比特流分别进行映射生成符号序列；利用根升余弦滤波器对符号序列进行脉冲成型，滚降因子设置为0.01，脉冲成型后两路信号分别从零频率向左和向右上变频得到左右边带信号；左右边带信号的中心频率分别为±fh；为了解决SSBI在传输函数零频率附近的急剧增强，上变频后左右边带信号频谱中间需插入一个保护带Δf，保护带大小由接收机的传输函数在零频率附近的陡峭程度所确定，所述传输函数的幅值在零频率附近小于1所对应的频率范围即为插入保护带的宽度。然后将左右边带信号相加，根据CSPR添加虚载波；激光器的中心频率设置为193.4GHz，为了降低分析问题的复杂度，激光器线宽设置为0Hz。光纤信道中仅考虑色散和高斯白噪声的影响，传输距离为1000km，色散系数为17ps/nm/km。
S2、在接收端，分别利用基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机和对称载波辅助差分检测接收机接收复数值双边带信号，得到复数信号R1(t)和R2(t)，其具体为：
本实施例中，如图4所示，PMD CADD接收机有两种结构，包括图4的(a)所示的基于并行多延迟的非对称CADD(parallel multipledelay asymmetric CADD,PMD A-CADD)和图4的(b)所示的基于并行多延迟的对称CADD(parallel multipledelay symmetric CADD,PMD S-CADD)。
其中，所述基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收(PMD A-CADD)包括第一耦合器、分别与所述第一耦合器连接的第二耦合器和第一90度混频器、与所述第二耦合器连接的第一并行多延迟模块、与所述第一并行多延迟模块连接的第三耦合器、与所述第三耦合器连接的第四耦合器、与所述第四耦合器连接的第一光电二极管、分别与所述第一90度混频器连接的第一平衡光电二极管以及第二平衡光电二极管以及分别与所述第一光电二极管、第一平衡光电二极管和第二平衡光电二极管连接的复数信号R1(t)构建模块；所述第一90度混频器与所述第四耦合器连接；所述第一耦合器，用于将PMD A-CADD接收机接收到的复数值双边带信号分成均匀的上下两支路信号；所述第二耦合器，用于将上支路的复数值双边带信号分成均匀的多支路信号；所述第一并行多延迟模块，用于对经第二耦合器分离的多路复数值双边带信号进行延迟处理；所述第三耦合器，用于合并经并行多延迟模块延迟处理的多路复数值双边带信号；所述第四耦合器，用于将经第三耦合器得到的复数值双边带信号分成均匀的上下两支路信号；所述第一90度混频器，用于将经第一耦合器的下支路的复数值双边带信号和第四耦合器的下支路的复数值双边带信号进行相位分集处理；所述第一光电二极管，用于对第四耦合器的上支路复数值双边带信号进行光电转换，得到第一光电流Y0；所述第一平衡光电二极管，用于将经第一90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第二光电流Y1为最大值；所述第二平衡光电二极管，用于将经第一90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第三光电流Y2为最大值；所述复数信号R1(t)构建模块，用于根据第一光电流Y0、第二光电流Y1和第三光电流Y2，构建复数信号R1(t)。
所述第一光电流Y0的表达式如下：
所述第二光电流Y1的表达式如下：
所述第三光电流Y2的表达式如下：
其中，C表示虚载波，n表示光延迟器件的总数量，S(t)表示复数值双边带信号，τi表示基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机的第i个光延迟器件的延迟量，i＝1,2,3,...,n，i表示第i个光延迟器件，Re{·}和Im{·}分别表示实部和虚部，*表示共轭。
所述复数信号R1(t)的表达式如下：
其中，所述基于并行多延迟的对称载波辅助差分检测接收机(PMD S-CADD)接收机包括第五耦合器、分别与所述第五耦合器连接的第六耦合器和第二90度混频器、与所述第六耦合器连接的第二并行多延迟模块、与所述第二并行多延迟模块连接的第七耦合器、分别与所述90度混频器连接的第三平衡光电二极管和第四平衡光电二极管以及分别与所述第三平衡光电二极管和第四平衡光电二极管连接的复数信号R2(t)构建模块，所述第七耦合器与所述第二90度混频器连接；所述第五耦合器，用于将PMD S-CADD接收机接收到的复数值双边带信号分成均匀的上下两支路信号；所述第六耦合器，用于将第五耦合器上支路的复数值双边带光信号分成均匀的多支路信号；所述第二并行多延迟模块，用于对经第六耦合器分离的多路复数值双边带信号进行延迟处理；所述第七耦合器，用于合并经并行多延迟模块延迟处理的多路复数值双边带信号；所述第二90度混频器，用于将经第六耦合器的下支路的复数值双边带信号和第七耦合器合并的复数值双边带信号进行相位分集处理；所述第三平衡光电二极管，用于将经第二90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第四光电流Y3为最大值；所述第四平衡光电二极管，用于将经第二90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第五光电流Y4为最大值；所述复数信号R2(t)构建模块，用于根据第四光电流Y3和第五光电流Y4，构建复数信号R2(t)。
所述第四光电流Y3的表达式如下：
所述第五光电流Y4的表达式如下：
其中，τi′表示基于并行多延迟的对称载波辅助差分检测接收机的第i个光延迟器件的延迟量，i＝1,2,3,...,n，i表示第i个光延迟器件，Re{·}和Im{·}分别表示实部和虚部，*表示共轭，C表示虚载波，n表示光延迟器件的总数量，S(t)表示复数值双边带信号。
所述构建复数信号R2(t)包括以下步骤：
A1、根据第四光电流Y3和第五光电流Y4，重构复数信号R2'(t)：
A2、对所述复数信号R2'(t)进行延迟处理，并将复数信号R2'(t)与延迟后得到的信号进行组合，得到复数信号R2(t)：
本实施例中，并行多延迟模块包括并行的多个光延迟器件；PMD A-CADD接收机中对这多个光延迟器件分别用τ1,τ2,τ3,...,τn表示；PMD S-CADD接收机中分别用τ'1,τ'2,τ'3,...,τ'n表示。其中n为大于2的正整数，随着延迟器件数量n的增加，接收机的传输函数越来越陡峭，所需要的保护带越来越小。在实际的应用中，经综合权衡性能和复杂度，当PMDA-CADD中n等于6，PMD S-CADD中n等于5时，PMD CADD系统的性能即可达到我们的需求，且复杂度较低。
本实施例中，所述延迟器件的延迟量应设置为：在PMD A-CADD系统中，τn＝nτ1；在PMD S-CADD系统中，τn′＝(2n-1)τ1′。
S3、将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行SSBI处理、逆传输函数处理、下变频、匹配滤波器处理、同步处理、均衡处理以及符号判决处理，得到最终的二进制比特序列，完成基于并行多延迟的载波辅助差分检测。所述SSBI处理包括三种方式：
第一种方式复杂迭代处理，其具体为：
B1、将复数信号R1(t)和R2(t)分别经过逆传输函数、色散补偿、下变频、匹配滤波器、同步、均衡和符号判决等处理得到初始比特序列；
B2、基于初始比特序列对并行多延迟的载波辅助差分检测接收机中的SSBI进行重建；
B3、复数信号R1(t)和R2(t)减去重建得到的SSBI，得到新的复数信号R1(t)和R2(t)；
B4、判断迭代次数是否达到阈值，若是，则迭代结束，否则，返回步骤B1；
第二种方式简化迭代处理，其具体为：
C1、将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行逆传输函数处理，得到复数值双边带信号S(t)；
C2、基于复数值双边带信号S(t)，对并行多延迟的载波辅助差分检测接收机中的SSBI进行重建；
C3、复数信号R1(t)和R2(t)减去重建得到的SSBI，得到新的复数信号R1(t)和R2(t)；
C4、判断迭代次数是否达到阈值，若是，则迭代结束，否则，返回步骤C1；
第三种方式无迭代处理为：不需对复数信号R1(t)和R2(t)进行操作，需增大复数值双边带信号的保护带，以此避免接收机产生的SSBI对信号有影响。即不对复数信号R1(t)和R2(t)进行任何操作，但是这种处理方式需要增大复数值双边带信号的保护带，以此克服接收机产生的SSBI。
在本实施例中，图5为三种处理方式下的数字信号处理流程，迭代次数阈值设置为4。图5的(a)所示为复杂迭代处理下的数字信号处理流程，一次完整的复杂迭代流程为：将复数信号R1(t)和R2(t)分别经过逆传输函数、色散补偿、下变频、匹配滤波器、同步、均衡和符号判决处理得到初始比特序列，然后经过映射、RRC滤波器、上变频和模拟色散模块，利用此时的信号重建R1(t)和R2(t)表达式中的SSBI，然后用复数信号R1(t)和R2(t)减去重建得到的SSBI，到此即完成一次完整复杂迭代。图5的(b)展示的是复杂迭代处理下的数字信号处理流程，一次完整的简化迭代流程为：将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行逆传输函数处理，得到复数值双边带信号S(t)，并基于复数值双边带信号S(t)进行SSBI重建，然后用复数信号R1(t)和R2(t)减去重建得到的SSBI，到此为简化迭代的一次完整迭代过程。当复杂迭代与简化迭代完成以后复数信号R1(t)和R2(t)中的SSBI被消除，然后将复数信号R1(t)和R2(t)分别经过逆传输函数、色散补偿、下变频、匹配滤波器、同步、均衡和符号判决处理得到二进制比特序列，完成基于并行多延迟的载波辅助差分检测。图5的(c)展示的为无迭代处理下的数字信号处理流程，它不需要进行SSBI重建和消除，直接进行逆传输函数、色散补偿、下变频、匹配滤波器、同步、均衡和符号判决处理得到二进制比特序列。
无迭代流程即直接将复数信号R1(t)和R2(t)分别经过逆传输函数、色散补偿、下变频、匹配滤波器、同步、均衡和符号判决处理得到二进制比特序列，完成基于并行多延迟的载波辅助差分检测。对于复数信号R1(t)和R2(t)中的SSBI需要通过增大复数值双边带信号的保护带来缓解SSBI对系统的影响，所以无迭代方案的频谱效率相比复杂迭代和简化迭代要低，但优点是降低了接收端数字信号处理的复杂度。
本实施例中，映射模块的作用是将二进制比特序列映射成符号序列；RRC滤波器模块的作用是对符号序列进行脉冲成型得到基带信号；上变频的作用是将基带信号上变频得到左右边带信号从而在频谱中间插入保护带；逆传输模块的作用是对复数信号R1(t)和R2(t)进行过滤以使频谱变的光滑平整；下变频模块的作用为对所需边带信号分别进行下变频，下变频后的左右边带信号中心频率为零频率；匹配滤波器的作用是作为低通滤波器进行相对应的边带信号恢复；同步模块用于得到接收序列的起始位置；均衡模块，用于均衡色散引入的符号间干扰；判决模块，对符号序列进行判决得到二进制比特序列。
本实施例中，图6和图7分别为P6D A-CADD和P5D S-CADD接收机的传输函数和总延迟的频域响应。其中P6D A-CADD表示并行多延迟模块具有6个光延迟的PMD A-CADD，P5D S-CADD表示并行多延迟模块具有5个光延迟的PMD S-CADD。
本实施例中，图8为P6D A-CADD和P5D S-CADD接收机在不同OSNR下的BER性能。P6DA-CADD的CSPR设定为-2dB，P5D S-CADD的CSPR设定为0dB。仿真结果显示在两种接收机中都表现出简化迭代方案性能优于复杂迭代方案。
本实施例中，图9为在7％ FEC阈值(BER＝3.8e-3)下，当CSPR的取值范围为[-3dB,6dB]时,随着CSPR的增加，系统所需的保护带越来越小。CSPR等于4dB左右时P6D A-CADD需要的保护带降低到了1GHz，而P5D S-CADD在CSPR为5dB可以降低到1GHz保护带。
实施例2
如图2所示，本发明提供了一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测装置，包括：
发射端信号生成模块，用于在发射端，生成具有保护带的复数值双边带信号，其中，所述保护带为复数值双边带信号的上边带和下边带之间的间隙，其大小根据接收机传输函数在零频率附近的陡峭程度来确定；
接收端信号接收模块，用于在接收端，分别利用基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机和对称载波辅助差分检测接收机接收复数值双边带信号，得到复数信号R1(t)和R2(t)；
接收端DSP处理模块，用于将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行SSBI处理、逆传输函数处理、下变频、匹配滤波器处理、同步处理、均衡处理以及符号判决处理，得到最终的二进制比特序列，完成基于并行多延迟的载波辅助差分检测。
如图2所示实施例提供的基于并行多延迟的载波辅助差分检测装置可以执行上述方法实施例基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法所示的技术方案，其实现原理与有益效果类似，此处不再赘述。
本实施例中，本申请可以根据基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法进行功能单元的划分，例如可以将各个功能划分为各个功能单元，也可以将两个或两个以上的功能集成在一个处理单元中。上述集成单元即可以采用硬件的形式来实现，也可以采用软件功能单元的形式来实现。需要说明的是，本发明中对单元的划分是示意性的，仅仅为一种逻辑划分，实际实现时可以有另外的划分方式。
本实施例中，基于并行多延迟的载波辅助差分检测装置为了实现基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法的原理与有益效果，其包含了执行各个功能相应的硬件结构和/或软件模块。本领域技术人员应该很容易意识到，结合本发明所公开的实施例描述的各示意单元及算法步骤，本发明能够以硬件和/或硬件和计算机软件结合的形式来实现，某个功能以硬件还是计算机软件驱动的方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件，可以对每个特定的应用来使用不同的方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
本发明通过在载波辅助差分检测接收机中添加并行多延迟模块，以优化载波辅助差分检测接收机的传输函数和总延迟的频域响应；新的基于并行多延迟的载波辅助差分检测接收机可显著抑制接收机产生的SSBI，从而使系统所需的CSPR被明显降低，且OSNR灵敏度也显著得到提升。另外，由于基于并行多延迟的载波辅助差分检测接收机的传输函数在零频率附近具有陡峭的斜率，所以可有效减小所需的保护带的宽度，从而提高系统的SE。
Claims (5)
1.一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、在发射端，生成具有保护带的复数值双边带信号，其中，所述保护带为复数值双边带信号的上边带和下边带之间的间隙，保护带的大小根据接收机传输函数在零频率周围的陡峭程度来确定；
S2、在接收端，分别利用基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机和对称载波辅助差分检测接收机接收复数值双边带信号，得到复数信号R1(t)和R2(t)；
所述基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机包括第一耦合器、分别与所述第一耦合器连接的第二耦合器和第一90度混频器、与所述第二耦合器连接的第一并行多延迟模块、与所述第一并行多延迟模块连接的第三耦合器、与所述第三耦合器连接的第四耦合器、与所述第四耦合器连接的第一光电二极管、分别与所述第一90度混频器连接的第一平衡光电二极管以及第二平衡光电二极管以及分别与所述第一光电二极管、第一平衡光电二极管和第二平衡光电二极管连接的复数信号R1(t)构建模块；所述第一90度混频器与所述第四耦合器连接；
所述第一耦合器，用于将基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机接收到的复数值双边带信号分成均匀的上下两支路信号；
所述第二耦合器，用于将上支路的复数值双边带信号分成均匀的多支路信号；
所述第一并行多延迟模块，用于对经第二耦合器分离的多路复数值双边带信号进行延迟处理；
所述第三耦合器，用于合并经并行多延迟模块延迟处理的多路复数值双边带信号；
所述第四耦合器，用于将经第三耦合器得到的复数值双边带信号分成均匀的上下两支路信号；
所述第一90度混频器，用于将经第一耦合器的下支路的复数值双边带信号和第四耦合器的下支路的复数值双边带信号进行相位分集处理；
所述第一光电二极管，用于对第四耦合器的上支路复数值双边带信号进行光电转换，得到第一光电流Y0；
所述第一平衡光电二极管，用于将经第一90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第二光电流Y1为最大值；
所述第二平衡光电二极管，用于将经第一90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第三光电流Y2为最大值；
所述复数信号R1(t)构建模块，用于根据第一光电流Y0、第二光电流Y1和第三光电流Y2，构建复数信号R1(t)；
所述复数信号R1(t)的表达式如下：
其中，Y1表示第二光电流，Y2表示第三光电流，Y0表示第一光电流，C表示虚载波，S(t)表示复数值双边带信号，τi表示基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机的第i个光延迟器件的延迟量，i＝1,2,3,...,n，n表示光延迟器件的总数量；
所述基于并行多延迟的对称载波辅助差分检测接收机包括第五耦合器、分别与所述第五耦合器连接的第六耦合器和第二90度混频器、与所述第六耦合器连接的第二并行多延迟模块、与所述第二并行多延迟模块连接的第七耦合器、分别与所述90度混频器连接的第三平衡光电二极管和第四平衡光电二极管以及分别与所述第三平衡光电二极管和第四平衡光电二极管连接的复数信号R2(t)构建模块，所述第七耦合器与所述第二90度混频器连接；
所述第五耦合器，用于将并行多延迟对称载波辅助差分检测接收机接收到的复数值双边带信号分成均匀的上下两支路信号；
所述第六耦合器，用于将第五耦合器上支路的复数值双边带光信号分成均匀的多支路信号；
所述第二并行多延迟模块，用于对经第六耦合器分离的多路复数值双边带信号进行延迟处理；
所述第七耦合器，用于合并经并行多延迟模块延迟处理的多路复数值双边带信号；
所述第二90度混频器，用于将经第六耦合器的下支路的复数值双边带信号和第七耦合器合并的复数值双边带信号进行相位分集处理；
所述第三平衡光电二极管，用于将经第二90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第四光电流Y3为最大值；
所述第四平衡光电二极管，用于将经第二90度混频器进行相位分集处理后的复数值双边带信号进行光电转换，保证输出第五光电流Y4为最大值；
所述复数信号R2(t)构建模块，用于根据第四光电流Y3和第五光电流Y4，构建复数信号R2(t)；
所述构建复数信号R2(t)包括以下步骤：
A1、根据第四光电流Y3和第五光电流Y4，重构复数信号R2'(t)：
其中，S(t)表示复数值双边带信号，τi′表示基于并行多延迟的对称载波辅助差分检测接收机的第i个光延迟器件的延迟量；
A2、对所述复数信号R2'(t)进行延迟处理，并将复数信号R2'(t)与延迟后得到的信号进行组合，得到复数信号R2(t)：
其中，τn′基于并行多延迟的对称载波辅助差分检测接收机的第n个光延迟器件的延迟量；
S3、将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行SSBI处理、逆传输函数处理、下变频、匹配滤波器处理、同步处理、均衡处理以及符号判决处理，得到最终的二进制比特序列，完成基于并行多延迟的载波辅助差分检测。
2.根据权利要求1所述的基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法，其特征在于，所述第一光电流Y0的表达式如下：
所述第二光电流Y1的表达式如下：
所述第三光电流Y2的表达式如下：
其中，C表示虚载波，n表示光延迟器件的总数量，S(t)表示复数值双边带信号，τi表示基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机的第i个光延迟器件的延迟量，i＝1,2,3,...,n，i表示第i个光延迟器件，Re{·}和Im{·}分别表示实部和虚部，*表示共轭。
3.根据权利要求2所述的基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法，其特征在于，所述第四光电流Y3的表达式如下：
所述第五光电流Y4的表达式如下：
其中，τi′表示基于并行多延迟的对称载波辅助差分检测接收机的第i个光延迟器件的延迟量，i＝1,2,3,...,n，i表示第i个光延迟器件，Re{·}和Im{·}分别表示实部和虚部，*表示共轭，C表示虚载波，n表示光延迟器件的总数量，S(t)表示复数值双边带信号。
4.根据权利要求1所述的基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法，其特征在于，所述步骤S3中SSBI处理包括三种方式：
第一种方式复杂迭代处理，其具体为：
B1、将复数信号R1(t)和R2(t)分别经过逆传输函数、色散补偿、下变频、匹配滤波器、同步、均衡和符号判决处理得到初始比特序列；
B2、基于初始比特序列对并行多延迟的载波辅助差分检测接收机中的SSBI进行重建；
B3、复数信号R1(t)和R2(t)减去重建得到的SSBI，得到新的R1(t)和R2(t)；
B4、判断迭代次数是否达到阈值，若是，则迭代结束，否则，返回步骤B1；
第二种方式简化迭代处理，其具体为：
C1、将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行逆传输函数处理，得到复数值双边带信号S(t)；
C2、基于复数值双边带信号S(t)，对并行多延迟的载波辅助差分检测接收机中的SSBI进行重建；
C3、复数信号R1(t)和R2(t)减去重建得到的SSBI，得到新的R1(t)和R2(t)；
C4、判断迭代次数是否达到阈值，若是，则迭代结束，否则，返回步骤C1；
第三种方式无迭代处理为：不需对复数信号R1(t)和R2(t)进行操作，需增大复数值双边带信号的保护带。
5.一种执行权利要求1-4任一所述的基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法的载波辅助差分检测装置，其特征在于，包括：
发射端信号生成模块，用于在发射端生成具有保护带的复数值双边带信号，其中，所述保护带为复数值双边带信号的上边带和下边带之间的间隙，其大小根据接收机传输函数在零频率周围的陡峭程度来确定；
接收端信号接收模块，用于在接收端，分别利用基于并行多延迟的非对称载波辅助差分检测接收机和对称载波辅助差分检测接收机接收复数值双边带信号，得到复数信号R1(t)和R2(t)；
接收端DSP处理模块，用于将复数信号R1(t)和R2(t)分别进行SSBI处理、逆传输函数处理、下变频、匹配滤波器处理、同步处理、均衡处理以及符号判决处理，得到最终的二进制比特序列，完成基于并行多延迟的载波辅助差分检测。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210753261.5A CN115134006B (zh) | 2022-06-29 | 2022-06-29 | 一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法及装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210753261.5A CN115134006B (zh) | 2022-06-29 | 2022-06-29 | 一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法及装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN115134006A CN115134006A (zh) | 2022-09-30 |
| CN115134006B true CN115134006B (zh) | 2023-12-15 |
Family
ID=83379814
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202210753261.5A Active CN115134006B (zh) | 2022-06-29 | 2022-06-29 | 一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法及装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN115134006B (zh) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106533573A (zh) * | 2016-10-26 | 2017-03-22 | 北京大学 | 一种非对称孪生单边带调制、解调方法和系统 |
| CN111478734A (zh) * | 2019-01-24 | 2020-07-31 | 西安电子科技大学 | 基于k-k检测的低中频光子宽带射频接收方法 |
| CN111726168A (zh) * | 2020-06-19 | 2020-09-29 | 成都信息工程大学 | 一种单载波光通信信号检测方法及其装置 |
| CN111835422A (zh) * | 2020-07-02 | 2020-10-27 | 武汉市艾玻睿光电科技有限公司 | 基于载波辅助单探测器直接探测的多芯光纤通信系统 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2021086578A1 (en) * | 2019-10-31 | 2021-05-06 | Ciena Corporation | Asymmetric direct detection of optical signals |
-
2022
- 2022-06-29 CN CN202210753261.5A patent/CN115134006B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106533573A (zh) * | 2016-10-26 | 2017-03-22 | 北京大学 | 一种非对称孪生单边带调制、解调方法和系统 |
| CN111478734A (zh) * | 2019-01-24 | 2020-07-31 | 西安电子科技大学 | 基于k-k检测的低中频光子宽带射频接收方法 |
| CN111726168A (zh) * | 2020-06-19 | 2020-09-29 | 成都信息工程大学 | 一种单载波光通信信号检测方法及其装置 |
| CN111835422A (zh) * | 2020-07-02 | 2020-10-27 | 武汉市艾玻睿光电科技有限公司 | 基于载波辅助单探测器直接探测的多芯光纤通信系统 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Carrier-assisted differential detection with reduced guard band and high electrical spectral efficiency;JINGCHI LI 等;《Optics Express》;第33502-33511页 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN115134006A (zh) | 2022-09-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6782211B1 (en) | Cross polarization interface canceler | |
| US7315575B2 (en) | Equalization strategy for dual-polarization optical transport system | |
| Bononi et al. | Nonlinear signal–noise interactions in dispersion-managed links with various modulation formats | |
| CN106533573B (zh) | 一种非对称孪生单边带调制、解调方法和系统 | |
| CN108566250B (zh) | 一种基于载波正交偏置单边带信号的调制解调方法及系统 | |
| US11799560B2 (en) | Asymmetric direct detection of optical signals | |
| CN107395288B (zh) | 一种偏振分集的光外差相干接收方法及系统 | |
| US20230188220A1 (en) | Apparatus and Methods for Mitigating Multipath Interference in Fiber Transmission System | |
| Zhang et al. | Digital chromatic dispersion pre-management for SSB modulation direct-detection optical transmission systems | |
| CN115134006B (zh) | 一种基于并行多延迟的载波辅助差分检测方法及装置 | |
| Yoshida et al. | Real-time FPGA-based coherent optical receiver for 1 Gsymbol/s, 64 QAM transmission | |
| Huo et al. | Theoretical and numerical analyses for PDM-IM signals using Stokes vector receivers | |
| CN113938624B (zh) | 一种多载波系统中载波串扰与偏振串扰联合补偿方法 | |
| CN115134005B (zh) | 基于cadd接收机的偏置双边带信号的直接检测方法及系统 | |
| Abdulwahid et al. | Implementation of two polarization DQPSK WDM Is-OWC system with different precoding schemes for long-reach GEO Inter Satellite Link | |
| WO2020248820A1 (zh) | 一种光通信中信号收发的方法、光收发机和系统 | |
| CN115314120B (zh) | Cadd系统中缓解eepn和p2a噪声的方法及装置 | |
| Wang et al. | Precoded OVSB-OFDM transmission system using DML with Kramers-Kronig receiver | |
| Li et al. | 112GBd Virtual-Carrier assisted single-sideband PAM4 with Kramers-Kronig detection and blind adaptive IQ imbalance compensation | |
| Li et al. | A multidimensional signal receiver based on time interleaved phase diversity detection | |
| Xing et al. | 100Gb/s 16-QAM Transmission over 80 km SSMF using a silicon photonic modulator enabled VSB-IM/DD system | |
| Sun et al. | Real-time 15GBaud QPSK and 16QAM Flexible Coherent Optical Receiver Implemented on a Single FPGA Chip with Low Complexity DSP | |
| Barros | Orthogonal frequency-division multiplexing for optical communications | |
| Li | Digital Linearization of High Capacity and Spectrally Efficient Direct Detection Optical Transceivers | |
| WO2015078191A1 (zh) | 一种消除非线性效应的方法、发射机及接收机 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |