CN115134005B - 基于cadd接收机的偏置双边带信号的直接检测方法及系统 - Google Patents
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims abstract description 45
- 101000741396 Chlamydia muridarum (strain MoPn / Nigg) Probable oxidoreductase TC_0900 Proteins 0.000 title claims abstract 17
- 101000741399 Chlamydia pneumoniae Probable oxidoreductase CPn_0761/CP_1111/CPj0761/CpB0789 Proteins 0.000 title claims abstract 17
- 101000741400 Chlamydia trachomatis (strain D/UW-3/Cx) Probable oxidoreductase CT_610 Proteins 0.000 title claims abstract 17
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 39
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 29
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 claims description 57
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 46
- 101150071746 Pbsn gene Proteins 0.000 claims description 26
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 19
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 17
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 15
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 15
- 238000013507 mapping Methods 0.000 claims description 11
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 7
- 238000010276 construction Methods 0.000 claims description 6
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 claims description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000011084 recovery Methods 0.000 abstract description 13
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 abstract description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 13
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 6
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 5
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 5
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 3
- 238000002360 preparation method Methods 0.000 description 3
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 2
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 2
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 2
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 2
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 230000000452 restraining effect Effects 0.000 description 2
- 238000010009 beating Methods 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 1
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000009022 nonlinear effect Effects 0.000 description 1
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
- 239000002699 waste material Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
- H04B10/2507—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion
- H04B10/2513—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion due to chromatic dispersion
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- H—ELECTRICITY
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/50—Transmitters
- H04B10/516—Details of coding or modulation
- H04B10/5165—Carrier suppressed; Single sideband; Double sideband or vestigial
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/60—Receivers
- H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
- H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
- H04B10/697—Arrangements for reducing noise and distortion
- H04B10/6971—Arrangements for reducing noise and distortion using equalisation
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Abstract
本发明公开了一种基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法及系统，该检测方法包括：在发射端，对两路独立的信号进行脉冲成型；成型后的两路信号进行上变频得到左右边带信号，且在其频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙；左右边带信号相加后得到偏置双生单边带电信号；在接收端，CADD接收机产生的SSBI落于偏置双生单边带电信号的频率间隙内；对接收信号进行下变频；利用匹配滤波器作为低通滤波器进行相应边带接收信号的恢复。本发明通过在信号频谱中间插入一个和信号带宽等宽的频率间隙来容纳SSBI和解决零频率附近的噪声增强，能够在保证SE的同时将最优CSPR降低到0dB并具有较高的OSNR灵敏度。
Description
技术领域
本发明属于短距离光纤通信技术领域，尤其涉及一种基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法及系统。
背景技术
随着云计算、移动互联和虚拟现实的发展，对于成本敏感的中短距离数据中心互连和城域网来说，如何实现高速传输越来越受到关注和重视。尽管相干检测能够实现场恢复并且具有优越的性能，但对具有波长严格对准的窄线宽本振激光器的要求仍然是其应用的主要障碍。传统强度调制直接检测(intensity modulation and direct detection,IM-DD)由于结构简单、成本低廉成为短距离传输的首选方案，但由于色散(chromaticdispersion,CD)引起的功率衰落问题，使其传输距离往往限制在几十公里的应用场景中，而自相干系统由于可以在较低复杂度的情况下实现信号的场恢复，所以被认为是克服IM-DD系统中CD引起的功率衰落问题的一个有希望的解决方案，它可以潜在地弥合直接检测和相干检测之间的差距。
在自相干系统中，通常使用单边带(single-sideband,SSB)调制，在发射机处插入强载波并与承载信息的信号一起传输。在接收端，经过光电二极管(photodiode,PD)的平方律检测，可以从载波与信号乘积项中提取出信号，无需使用本地振荡器即可重建光场，但是会由于直接检测而产生信号与信号之间的拍频串扰(signal-signal beatinginterference,SSBI)。偏置SSB(Offset SSB)方案被提出利用频率间隙来解决SSBI，但是系统的频谱效率(spectral efficiency,SE)会浪费一半。为了克服上述方案较差的SE，一种通过迭代消除算法去除SSBI的自相干方案被提出，但是，迭代消除算法会增加接收机设计的复杂度。最近，已提出的Kramers-Kronig(KK)方案通过利用KK关系在最小相位条件下可有效缓解SSBI，不过由于KK处理算法包含非线性处理，因此需要较高的过采样率。上述两种方案对插入载波的功率要求很高(大约6dB)，以满足KK关系的最小相位条件或避免迭代过程中的误差传播问题，但是高载波信号功率比(carrier-to-signal power ratio,CSPR)会降低系统的功率利用率并增强非线性效应，所以针对双边带(double-sideband,DSB)信号研究人员提出了一种基于载波辅助差分检测(carrier-assisted differentialdetection,CADD)接收机的交错子载波加载方案。该方案在零频率附近由于传输函数的幅度零点，噪声会急剧增强，从而必须插入一个频率间隙来克服这种效应，若插入频率间隙较小，会导致较高的CSPR和较差的光信噪比(optical signal-to-noise ratio,OSNR)灵敏度，若插入较大的频率间隙又会造成频带资源的过度浪费。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法及系统，通过在信号频谱中间插入一个和信号带宽等宽的频率间隙来容纳SSBI和解决零频率附近的噪声增强。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法，包括以下步骤：
S1、将产生的两路伪随机二进制比特流PRBS信号分别进行映射和脉冲整形处理，并将经处理后的两路信号分别从零中心频率进行向左上变频和向右上变频处理，得到左右边带信号，其中，所述左右边带信号频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙；
S2、将左右边带信号进行相加处理，得到偏置双生单边带电信号，并添加虚载波后对偏置双生单边带电信号进行IQ调制，产生偏置双生单边带光信号；
S3、利用CADD接收机接收偏置双生单边带光信号，得到复数信号R(t)，并对复数信号R(t)使用逆传输函数模块进行过滤，得到偏置双生单边带电信号，并对偏置双生单边带电信号分别进行下变频以及滤波处理，恢复左右边带信号，并根据恢复的左右边带信号，得到伪随机二进制比特流PRBS信号，完成偏置双生单边带信号的检测，其中，所述CADD接收机产生的SSBI干扰落入于左右边带信号频谱中间预留的频率间隙内。
本发明的有益效果是：本发明提供了一种基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法，通过在信号频谱中间插入一个和信号带宽等宽的频率间隙来容纳SSBI和解决零频率附近的噪声增强，从而实现了0dB载波信号功率比下偏置双生单边带信号的场恢复，同时，利用频率间隙压缩，本发明的频谱效率可达偏置单边带系统的两倍以上。
进一步地，所述步骤S1包括以下步骤：
S101、产生两路伪随机二进制比特流PRBS信号；
S102、对两路伪随机二进制比特流PRBS信号分别进行映射处理，生成符号序列；
S103、利用根升余弦滤波器对符号序列进行脉冲整形处理；
S104、将脉冲整形后的两路电信号分别从零中心频率向左上变频形成左边带信号以及向右上变频形成右边带信号。其中，所述左右边带信号频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述操作将用于容纳SSBI的与信号等宽的频率间隙插入到左右边带信号的频谱中间，为偏置双生单边带电信号的生成做了前期准备工作。
再进一步地，所述步骤S3包括以下步骤：
S301、利用CADD接收机接收偏置双生单边带光信号，得到复数信号R(t)，并利用逆传递函数模块对复数信号R(t)进行过滤得到偏置双生单边带电信号。其中，所述CADD接收机产生的SSBI干扰落入于左右边带信号频谱中间预留的频率间隙内；
S302、对经过滤得到的偏置双生单边带电信号进行下变频处理，使偏置双生单边带电信号的中心频率下变频为零频率；
S303、利用匹配滤波器对中心频率为零频率的偏置双生单边带电信号进行滤波处理，恢复出左右边带信号；
S304、将恢复的左右边带信号分别进行同步、均衡以及符号判决处理，得到伪随机二进制比特流PRBS信号，完成偏置双生单边带信号的检测。
上述进一步方案的有益效果是：本发明通过上述操作成功实现了偏置双生单边带信号的直接检测，并且经过接收端数字信号处理得到了最终的伪随机二进制比特流PRBS信号。
再进一步地，所述CADD接收机为并行双延迟非对称CADD(parallel double delayasymmetric CADD,PDD-A-CADD)接收机，PDD-S-CADD接收机包括第一耦合器、与所述第一耦合器连接的第二耦合器、与所述第二耦合器连接且包括两个光延迟的并行双延迟模块、与所述并行双延迟模块连接的第三耦合器、与所述第三耦合器连接的90度混频器、分别与所述90度混频器连接的第一平衡光电二极管和第二平衡光电二极管、与所述第一平衡光电二极管和第二平衡光电二极管连接的复数信号R(t)构建模块，所述90度混频器与所述第一耦合器连接；
所述第一耦合器，用于将PDD-S-CADD接收机接收到的偏置双生单边带光信号分成均匀的上下两支路信号；
所述第二耦合器，用于将第一耦合器上支路的偏置双生单边带光信号分成均匀的两支路信号；
所述并行双延迟模块，用于对经第二耦合器分离的两路偏置双生单边带光信号进行延迟处理；
所述第三耦合器，用于合并经并行双延迟模块延迟处理的两路偏置双生单边带光信号；
所述90度混频器，用于将经第一耦合器下支路信号和第三耦合器合并后的偏置双生单边带光信号进行相位分集处理；
所述第一平衡光电二极管，用于将经90度混频器进行相位分集处理后的偏置双生单边带光信号进行光电转换，保证输出第一光电流为最大值；
所述第二平衡光电二极管，用于将经90度混频器进行相位分集处理后的偏置双生单边带光信号进行光电转换，保证输出第二光电流为最大值。
所述复数信号R(t)构建模块，用于根据第一光电流和第二最大光电流，构建复数信号R(t)。
上述进一步方案的有益效果是：上述接收机结构将偏置双生单边带光信号转换为复数信号R(t)，实现了光信号的接收。同时为偏置双生单边带电信号的重建做了前期的准备工作。
再进一步地，所述第一光电流的表达式如下：
所述第二光电流的表达式如下：
其中，Y1表示第一光电流，Re{·}表示实部，A表示虚载波的幅度，S(t)表示偏置双生单边带电信号，Y2表示第二光电流，Im{·}表示虚部。
再进一步地，所述构建复数信号R(t)包括以下步骤：
A1、对Y1和Y2进行组合得到复数信号R1(t)：
其中，j表示虚数单位，t表示时间，fc表示光载波中心频率，e表示自然对数的底数，τ1和τ2表示并行的两个光延迟，*表示共轭；
A2、将两个光延迟τ1和τ2分别应用于复数信号R1(t)，得到信号R1(t-τ1)和R1(t-τ2)，并将信号R1(t)、R1(t-τ1)和R1(t-τ2)进行组合得到新的复数信号R2(t)：
A3、根据新求得的复数信号R2(t)，计算得到复数信号R(t)：
上述进一步方案的有益效果是：通过对第一光电流和第二光电流进行处理得到了复数信号R(t)，为分析PDD-S-CADD接收机产生的SSBI做了前期的准备工作。
再进一步地，所述CADD接收机产生的SSBI干扰的表达式如下：
其中，SL(t)表示左边带信号，SR(t)表示右边带信号，fh表示右边带信号的中心频率。
上述进一步方案的有益效果是：SSBI是PDD-S-CADD接收机产生的主要干扰，通过对SSBI的表达式进行分析可知，SSBI会落入偏置双生单边带电信号的频率间隙内，所以与信号占据不同的频带，从而实现了0dB CSPR下的场恢复。
本发明还提供了一种基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测系统，所述直接检测系统包括位于发射端的第一处理模块和第二处理模块，以及位于接收端的第三处理模块；
所述第一处理模块，用于将产生的两路伪随机二进制比特流PRBS信号分别进行映射和脉冲整形处理，并将经处理后的两路信号分别从零中心频率进行向左上变频和向右上变频处理，得到左右边带信号，其中，所述左右边带信号频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙；
所述第二处理模块，用于将左右边带信号进行相加处理，得到偏置双生单边带电信号，并添加虚载波后对偏置双生单边带电信号进行IQ调制，产生偏置双生单边带光信号；
所述第三处理模块，用于利用CADD接收机接收偏置双生单边带光信号，得到复数信号R(t)，并对复数信号R(t)使用逆传输函数模块进行过滤，得到偏置双生单边带电信号，并对偏置双生单边带电信号分别进行下变频以及滤波处理，恢复左右边带信号，并根据恢复的左右边带信号，得到伪随机二进制比特流PRBS信号，完成偏置双生单边带信号的检测，其中，所述CADD接收机产生的SSBI干扰落入于左右边带信号频谱中间预留的频率间隙内。
本发明的有益效果为：本发明利用PDD-S-CADD接收机实现了偏置双生单边带信号的场恢复。在发射端，左右边带信号频谱中间预留出和信号带宽等宽的频率间隙，接收端产生的SSBI会落在发射端所预留的频率间隙内，从而可以在没有SSBI干扰的情况下提取信号，有效降低了系统对CSPR的要求，实现了0dB CSPR下的场恢复。另外，结合PDD-S-CADD接收机传输函数对SSBI的抑制作用和SSBI在高频区域对信号影响较小的特性，本发明还可通过对预留频率间隙进行压缩以便尽最大可能使信号占用低频资源，提高系统的SE。
附图说明
图1为本发明的方法流程图。
图2为本发明的系统结构示意图。
图3为本实施例中基于CADD接收机的偏置双生单边带信号的直接检测的数字信号处理流程图。
图4为本实施例中的基于CADD接收机的偏置双生单边带信号的直接检测系统的结构示意图。
图5为本实施例中信号的频谱变化示意图。
图6为本实施例中PDD-S-CADD接收机结构示意图。
图7为本实施例中PDD-S-CADD接收机的传输函数示意图。
图8为本实施例中在1000公里传输后，PDD-S-CADD接收机在达到20％的前向纠错(forward error correction,FEC)误码率(bit-error rates,BER)阈值时所需的OSNR与CSPR之间的关系图。
图9为本发明实施例在传输1000公里后，不同频率间隙下的BER性能示意图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
实施例1
如图1所示，本发明提供了一种基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法，其实现方法如下：
S1、将产生的两路伪随机二进制比特流PRBS信号分别进行映射和脉冲整形处理，并将经处理后的两路信号分别从零中心频率进行向左上变频和向右上变频处理，得到左右边带信号，其中，所述左右边带信号频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙，其实现方法如下：
S101、产生两路伪随机二进制比特流PRBS信号；
S102、对两路伪随机二进制比特流PRBS信号分别进行映射处理，生成符号序列；
S103、利用根升余弦滤波器对符号序列进行脉冲整形处理；
S104、将脉冲整形后的两路电信号分别从零中心频率向左上变频形成左边带信号以及向右上变频形成右边带信号。其中，所述左右边带信号频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙。
S2、将左右边带信号进行相加处理，得到偏置双生单边带电信号，并添加虚载波后对偏置双生单边带电信号进行IQ调制，产生偏置双生单边带光信号；
本实施例中，所述添加虚载波，其具体为：根据载波与信号功率比添加虚载波，其中，所述信号功率为左右边带信号功率之和。
本实施例中，左右边带信号相加形成了偏置双生单边带电信号，其频谱中间空置出的频率间隙将用于容纳接收机产生的SSBI。
本实施例中，产生两路伪随机二进制比特流PRBS信号；对两路PRBS信号分别进行映射以生成符号序列；符号序列用根升余弦滤波器进行脉冲整形，其滚降因子为0.01；然后将整形后的信号分别从零中心频率进行向左上变频和向右上变频得到左右边带信号；左右边带信号的中心频率分别为±fh，并在其频谱之间预留出和信号带宽等宽的频率间隙；若信号带宽设置为2B，则fh＝1.5B，左右边带信号分别占据频带[-2B,-B]和[B,2B]，中间空置的频率间隙Δf占据的带宽为[-B,B]；左右边带信号进行合并构成偏置双生单边带信号，然后根据CSPR大小来添加虚载波；经IQ调制后将生成的光信号送入光纤。
S3、利用CADD接收机接收偏置双生单边带光信号，得到复数信号R(t)，并对复数信号R(t)使用逆传输函数模块进行过滤，得到偏置双生单边带电信号，并对偏置双生单边带电信号分别进行下变频以及滤波处理，恢复左右边带信号，并根据恢复的左右边带信号，得到伪随机二进制比特流PRBS信号，完成偏置双生单边带信号的检测，其中，所述CADD接收机产生的SSBI干扰落入于左右边带信号频谱中间预留的频率间隙内，其实现方法如下：
S301、利用CADD接收机接收偏置双生单边带光信号，得到复数信号R(t)，并利用CADD接收机的逆传递函数模块对复数信号R(t)进行过滤得到偏置双生单边带电信号。其中，所述CADD接收机产生的SSBI干扰落入于左右边带信号频谱中间预留的频率间隙内；
S302、对经过滤得到的偏置双生单边带电信号进行下变频处理，使偏置双生单边带电信号的中心频率下变频为零频率；
S303、利用匹配滤波器对中心频率为零频率的偏置双生单边带电信号进行滤波处理，恢复出左右边带信号；
S304、将恢复的左右边带信号分别进行同步、均衡以及符号判决处理，得到伪随机二进制比特流PRBS信号，完成偏置双生单边带信号的检测。
本实施例中，利用CADD接收机对经光纤传输的光信号进行接收；本实施例采用的是PDD-S-CADD接收机，但是对于非对称CADD(asymmetric CADD,A-CADD)接收机、对称CADD(symmetric CADD,S-CADD)接收机、并行双延迟非对称CADD(parallel double delayasymmetric CADD,PDD-A-CADD)接收机同样适用。
所述CADD接收机为PDD-S-CADD接收机，PDD-S-CADD接收机包括第一耦合器、与所述第一耦合器连接的第二耦合器、与所述第二耦合器连接且包括两个光延迟的并行双延迟模块、与所述并行双延迟模块连接的第三耦合器、与所述第三耦合器连接的90度混频器、分别与所述90度混频器连接的第一平衡光电二极管和第二平衡光电二极管、与所述第一平衡光电二极管和第二平衡光电二极管连接的复数信号R(t)构建模块，所述90度混频器与所述第一耦合器连接；
所述第一耦合器，用于将PDD-S-CADD接收机接收到的偏置双生单边带光信号分成均匀的上下两支路信号；
所述第二耦合器，用于将第一耦合器上支路的偏置双生单边带光信号分成均匀的两支路信号；
所述并行双延迟模块，用于对经第二耦合器分离的两路偏置双生单边带光信号进行延迟处理；
所述第三耦合器，用于合并经并行双延迟模块延迟处理的两路偏置双生单边带光信号；
所述90度混频器，用于将经第一耦合器下支路信号和第三耦合器合并后的偏置双生单边带光信号进行相位分集处理；
所述第一平衡光电二极管，用于将经90度混频器进行相位分集处理后的偏置双生单边带光信号进行光电转换，保证输出第一光电流为最大值；
所述第二平衡光电二极管，用于将经90度混频器进行相位分集处理后的偏置双生单边带光信号进行光电转换，保证输出第二光电流为最大值。
所述复数信号R(t)构建模块，用于根据第一光电流和第二最大光电流，构建复数信号R(t)。
所述第一光电流的表达式如下：
所述第二光电流的表达式如下：
其中，Y1表示第一光电流，Re{·}表示实部，A表示虚载波的幅度，S(t)表示偏置双生单边带电信号，Y2表示第二光电流，Im{·}表示虚部；
所述复数信号R(t)构建模块，用于经将第一和第二平衡光电二极管输出的第一和第二最大光电流在数字域构建出复数信号R(t)。其实现方法如下
A1、对Y1和Y2进行组合得到复数信号R1(t)：
其中，j表示虚数单位，t表示时间，fc表示载波中心频率，e表示自然对数的底数，τ1和τ2表示并行的两个光延迟，*表示共轭；
A2、将两个光延迟τ1和τ2分别应用于复数信号R1(t)，得到信号R1(t-τ1)和R1(t-τ2)，并将信号R1(t)、R1(t-τ1)和R1(t-τ2)进行组合得到新的复数信号R2(t)：
A3、根据新求得的复数信号R2(t)，计算得到复数信号R(t)：
将表示偏置双生单边带电信号的S(t)用更加准确的替换，那么公式(5)中的SSBI经化简后可表示为：
其中，SL(t)表示左边带信号，SR(t)表示右边带信号，fh表示右边带信号的中心频率。
通过公式(6)中含有t的指数项相乘以后可以发现SSBI的中心频率为0和±2fh，占据的频带为[-B,B]、[-4B,-2B]和[2B,4B]，这与左右边带信号占用的频带[-2B,-B]和[B,2B]不会发生交叠，从而信号可以在无SSBI干扰的情况下实现0dB载波信号功率比下的场恢复。不过容纳SSBI频率间隙的插入会使偏置双生单边带信号处于高频区域，而半导体器件在高频区域的响应度通常要比低频区域差，为此本发明能够使用压缩频率间隙的方法以便使偏置双生单边带信号尽可能多的处于低频区域，但这势必会造成信号和SSBI在高频区域产生部分交叠，导致性能下降。不过由于SSBI在频域中近似为三角形状，对交叠区域接收信号的影响较小，所以基于综合权衡可以在允许性能略有牺牲的容忍范围内实现0dB载波信号功率比下的场恢复，并有效提高频谱效率。
实施例2
如图2所示，本发明提供了一种基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测系统，所述直接检测系统包括位于发射端的第一处理模块和第二处理模块，以及位于接收端的第三处理模块；
所述第一处理模块，用于将产生的两路伪随机二进制比特流PRBS信号分别进行映射和脉冲整形处理，并将经处理后的两路信号分别从零中心频率进行向左上变频和向右上变频处理，得到左右边带信号，其中，所述左右边带信号频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙；
所述第二处理模块，用于将左右边带信号进行相加处理，得到偏置双生单边带电信号，并添加虚载波后对偏置双生单边带电信号进行IQ调制，产生偏置双生单边带光信号；
所述第三处理模块，用于利用CADD接收机接收偏置双生单边带光信号，得到复数信号R(t)，并对复数信号R(t)使用逆传输函数模块进行过滤，得到偏置双生单边带电信号，并对偏置双生单边带电信号分别进行下变频以及滤波处理，恢复左右边带信号，并根据恢复的左右边带信号，得到伪随机二进制比特流PRBS信号，完成偏置双生单边带信号的检测，其中，所述CADD接收机产生的SSBI干扰落入于左右边带信号频谱中间预留的频率间隙内。
如图2所示实施例提供的基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测系统可以执行上述方法实施例基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法所示的技术方案，其实现原理与有益效果类似，此处不再赘述。
本实施例中，本申请可以根据基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法进行功能单元的划分，例如可以将各个功能划分为各个功能单元，也可以将两个或两个以上的功能集成在一个处理单元中。上述集成单元即可以采用硬件的形式来实现，也可以采用软件功能单元的形式来实现。需要说明的是，本发明中对单元的划分是示意性的，仅仅为一种逻辑划分，实际实现时可以有另外的划分方式。
本实施例中，基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测系统为了实现基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法的原理与有益效果，其包含了执行各个功能相应的硬件结构和/或软件模块。本领域技术人员应该很容易意识到，结合本发明所公开的实施例描述的各示意单元及算法步骤，本发明能够以硬件和/或硬件和计算机软件结合的形式来实现，某个功能以硬件还是计算机软件驱动的方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件，可以对每个特定的应用来使用不同的方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
本发明利用CADD接收机实现了偏置双生单边带信号的场恢复。在发射端，左右边带信号频谱中间预留出和信号带宽等宽的频率间隙，接收端产生的SSBI会落在发射端所预留的频率间隙内，从而可以在没有SSBI干扰的情况下提取信号，有效降低了系统对CSPR的要求，实现了0dB CSPR下的场恢复。另外，结合PDD-S-CADD接收机传输函数对SSBI的抑制作用和SSBI在高频区域对信号影响较小的特性，本发明还可通过对频率间隙进行压缩以便尽最大可能使信号占用低频资源，提高系统的SE。
实施例3
下面结合本实施例的算法流程图3对本发明的实施进行具体说明，图3中实线框所示部分为本发明方案的主要内容，图4为基于此方法搭建的仿真系统。
在发射端，在每一帧的头部，1024个符号用于同步和均衡，总共传输220个比特用于最后的BER计算。信号的波特率为25GBaud，调制格式为16-QAM。两路PRBS比特流分别进行映射生成符号序列；利用根升余弦滤波器对符号序列进行脉冲成型，滚降因子设置为0.01，脉冲成型后的两路信号分别从零中心频率向左上变频和向右上变频得到左右边带信号；上变频后的左右边带信号中心频率分别为±18.75GHz，占据频带[-25GHz,-12.5GHz]和[12.5GHz,25GHz]，中间空置的频率间隙占用的带宽为[-12.5GHz,12.5GHz]，将左右边带信号相加后得到偏置双生单边带电信号，添加虚载波后进行IQ调制得到发送的光信号。这里为了降低分析问题的复杂度，激光器线宽设置为0Hz。
在光纤信道中仅考虑CD和加性高斯白噪声(additive white Gaussian noise,AWGN)的影响，色散系数设置为17ps/nm/km，传输距离设置为1000-km。这里的1000公里传输范围仅用于评估CADD接收机的色散容限，在短距离光通信中，传输距离一般为几十公里。
在接收端，使用PDD-S-CADD接收机对信号进行接收，接收到的光信号用表示，其中S(t)表示偏置双生单边带电信号，信号经过光电转换后得到两个光电流Y1和Y2：
上式中的τ1和τ2分别设置为优化后的13ps和44.5ps。对Y1和Y2进行组合得到一个复数信号R1(t)：
将延迟τ1和τ2分别应用于复数信号R1(t)得到R1(t-τ1)、R1(t-τ2)，然后进行组合得到新的复数信号R2(t)：
将复数信号R2(t)除以得到复数信号R(t)：
复数信号R(t)首先利用逆传递函数过滤从而得到偏置双生单边带电信号。其中为PDD-S-CADD接收机的逆传递函数。然后偏置双生单边带电信号经过色散补偿后，所需边带信号的中心频率下变频到零频率之后利用匹配RRC滤波器作为低通滤波器进行相对应的边带信号恢复；再经过同步、均衡和符号判决后得到发射端的PRBS比特流，最后计算求得BER。
图5显示了偏置双生单边带信号的频谱变化，包括发射的光信号的频谱图和接收机得到的电信号的频谱图。其中，fc表示光载波中心频率，由图可以观察到经过接收机后产生的SSBI与信号处于不同的频带区间，从而本发明可以做到在无SSBI干扰的情况下实现信号的场恢复。图6为PDD-S-CADD接收机的结构框图，包括三个耦合器、一个90度混频器、两个平衡光电二极管、一个并行双延迟模块以及复数信号R(t)构建模块，通过此接收机结构实现了偏置双生单边带信号在0dB CSPR下的场恢复。图7为PDD-S-CADD接收机在延迟τ1和τ2分别设置为13ps和44.5ps时的传输函数曲线，在进行频率间隙压缩时，传输函数在信号与SSBI交叠区域接近1，接收机产生的SSBI接近0，所以可以辅助压缩频率间隙来提高系统的频谱效率；图8为传输1000公里后，PDD-S-CADD方案在达到20％FEC BER阈值时所需的OSNR与CSPR之间的关系曲线，由图可以发现系统最优的CSPR为0dB，OSNR最小等于18.53dB时依然可以达到20％FEC BER阈值(2.4e-2)。图9为本发明实施例在传输1000公里后，不同频率间隙下的BER性能曲线，当频率间隙压缩到总带宽的38.24％时，仍然可以达到7％FEC BER阈值(3.8e-3)。
Claims (6)
1.一种基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、将产生的两路伪随机二进制比特流PRBS信号分别进行映射和脉冲整形处理，并将经处理后的两路信号分别从零中心频率进行向左上变频和向右上变频处理，得到左右边带信号，其中，所述左右边带信号频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙；
S2、将左右边带信号进行相加处理，得到偏置双生单边带电信号，并添加虚载波后对偏置双生单边带电信号进行IQ调制，产生偏置双生单边带光信号；
S3、利用CADD接收机接收偏置双生单边带光信号，得到复数信号R(t)，并对复数信号R(t)使用逆传输函数模块进行过滤，得到偏置双生单边带电信号，并对偏置双生单边带电信号分别进行下变频以及滤波处理，恢复左右边带信号，并根据恢复的左右边带信号，得到伪随机二进制比特流PRBS信号，完成偏置双生单边带信号的检测，其中，所述CADD接收机产生的SSBI干扰落入于左右边带信号频谱中间预留的频率间隙内；
所述CADD接收机为PDD-S-CADD接收机，PDD-S-CADD接收机包括第一耦合器、与所述第一耦合器连接的第二耦合器、与所述第二耦合器连接且包括两个光延迟的并行双延迟模块、与所述并行双延迟模块连接的第三耦合器、与所述第三耦合器连接的90度混频器、分别与所述90度混频器连接的第一平衡光电二极管和第二平衡光电二极管、与所述第一平衡光电二极管和第二平衡光电二极管连接的复数信号R(t)构建模块，所述90度混频器与所述第一耦合器连接；
所述第一耦合器，用于将PDD-S-CADD接收机接收到的偏置双生单边带光信号分成均匀的上下两支路信号；
所述第二耦合器，用于将第一耦合器上支路的偏置双生单边带光信号分成均匀的两支路信号；
所述并行双延迟模块，用于对经第二耦合器分离的两路偏置双生单边带光信号进行延迟处理；
所述第三耦合器，用于合并经并行双延迟模块延迟处理的两路偏置双生单边带光信号；
所述90度混频器，用于将经第一耦合器下支路信号和第三耦合器合并后的偏置双生单边带光信号进行相位分集处理；
所述第一平衡光电二极管，用于将经90度混频器进行相位分集处理后的偏置双生单边带光信号进行光电转换，保证输出第一光电流为最大值；
所述第二平衡光电二极管，用于将经90度混频器进行相位分集处理后的偏置双生单边带光信号进行光电转换，保证输出第二光电流为最大值；
所述复数信号R(t)构建模块，用于根据第一光电流和第二最大光电流，构建复数信号R(t)；
所述CADD接收机产生的SSBI干扰的表达式如下：
（6）
其中，表示左边带信号，/>表示右边带信号，/>表示右边带信号的中心频率，/>和/>表示并行的两个光延迟，/>表示时间，/>表示虚数单位，/>表示自然对数的底数，f c表示光载波中心频率。
2.根据权利要求1所述的基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法，其特征在于，所述步骤S1包括以下步骤：
S101、产生两路伪随机二进制比特流PRBS信号；
S102、对两路伪随机二进制比特流PRBS信号分别进行映射处理，生成符号序列；
S103、利用根升余弦滤波器对符号序列进行脉冲整形处理；
S104、将脉冲整形后的两路电信号分别从零中心频率向左上变频形成左边带信号以及向右上变频形成右边带信号，其中，所述左右边带信号频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙。
3.根据权利要求2所述的基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法，其特征在于，所述步骤S3包括以下步骤：
S301、利用CADD接收机接收偏置双生单边带光信号，得到复数信号R(t)，并利用逆传递函数模块对复数信号R(t)进行过滤得到偏置双生单边带电信号；其中，所述CADD接收机产生的SSBI干扰落入于左右边带信号频谱中间预留的频率间隙内；
S302、对经过滤得到的偏置双生单边带电信号进行下变频处理，使偏置双生单边带电信号的中心频率下变频为零频率；
S303、利用匹配滤波器对中心频率为零频率的偏置双生单边带电信号进行滤波处理，恢复左右边带信号；
S304、将恢复的左右边带信号分别进行同步、均衡以及符号判决处理，得到伪随机二进制比特流PRBS信号，完成偏置双生单边带信号的检测。
4.根据权利要求1所述的基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法，其特征在于，所述第一光电流的表达式如下：
（1）
所述第二光电流的表达式如下：
（2）
其中，表示第一光电流，/>表示实部，A表示虚载波的幅度，/>表示偏置双生单边带电信号，/>表示第二光电流，/>表示虚部。
5.根据权利要求4所述的基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法，所述构建复数信号R(t)包括以下步骤：
A1、对Y 1和Y 2 进行组合得到复数信号R 1(t)：
（3）
其中，表示虚数单位，/>表示时间，f c表示光载波中心频率，/>表示自然对数的底数，/>和/>表示并行的两个光延迟，*表示共轭；
A2、将两个光延迟和/>分别应用于复数信号R 1(t)，得到信号/>和/>，并将信号R 1(t)、/>和/>进行组合得到新的复数信号/>：
（4）
A3、根据新求得的复数信号，计算得到复数信号/>：
（5）。
6.一种采用如权利要求1-5任一所述的基于CADD接收机的偏置双边带信号的直接检测方法的检测系统，其特征在于，所述检测系统包括位于发射端的第一处理模块和第二处理模块，以及位于接收端的第三处理模块；
所述第一处理模块，用于将产生的两路伪随机二进制比特流PRBS信号分别进行映射和脉冲整形处理，并将经处理后的两路信号分别从零中心频率进行向左上变频和向右上变频处理，得到左右边带信号，其中，所述左右边带信号频谱中间预留出与信号带宽等宽的频率间隙；
所述第二处理模块，用于将左右边带信号进行相加处理，得到偏置双生单边带电信号，并添加虚载波后对偏置双生单边带电信号进行IQ调制，产生偏置双生单边带光信号；
所述第三处理模块，用于利用CADD接收机接收偏置双生单边带光信号，得到复数信号R(t)，并对复数信号R(t)使用逆传输函数模块进行过滤，得到偏置双生单边带电信号，并对偏置双生单边带电信号分别进行下变频以及滤波处理，恢复左右边带信号，并根据恢复的左右边带信号，得到伪随机二进制比特流PRBS信号，完成偏置双生单边带信号的检测，其中，所述CADD接收机产生的SSBI干扰落入于左右边带信号频谱中间预留的频率间隙内。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
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|---|---|
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| CN115134005B true CN115134005B (zh) | 2023-10-13 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| CN202210751009.0A Active CN115134005B (zh) | 2022-06-29 | 2022-06-29 | 基于cadd接收机的偏置双边带信号的直接检测方法及系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| CN (1) | CN115134005B (zh) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106301588A (zh) * | 2016-09-28 | 2017-01-04 | 北京科技大学 | 一种单边带偏振复用直接检测方法与系统 |
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| CN108566250A (zh) * | 2018-03-02 | 2018-09-21 | 北京大学 | 一种基于载波正交偏置单边带信号的调制方法、解调方法及系统 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3935762A1 (en) * | 2019-10-31 | 2022-01-12 | Ciena Corporation | Asymmetric direct detection of optical signals |
-
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- 2022-06-29 CN CN202210751009.0A patent/CN115134005B/zh active Active
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| CN106301588A (zh) * | 2016-09-28 | 2017-01-04 | 北京科技大学 | 一种单边带偏振复用直接检测方法与系统 |
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| CN108566250A (zh) * | 2018-03-02 | 2018-09-21 | 北京大学 | 一种基于载波正交偏置单边带信号的调制方法、解调方法及系统 |
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| Title |
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| PENG QIN 等.Offset double sideband carrier assisted differential detection with field recovery at low carrier-to-signal power ratio.《Optics Express》.2022,第48112-48132页. * |
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|---|---|
| CN115134005A (zh) | 2022-09-30 |
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| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |