CN111712999A - 励磁绕组型旋转电机 - Google Patents

Abstract

旋转电机(30)包括：定子绕组(31U～31W)；具有多个绕组部(71a～71c)的串联连接体的励磁绕组(70)；以及具有从转子铁芯(61)沿径向突出的主极部(62)的转子(60)。多个绕组部分别卷绕于主极部，用于使励磁绕组感应出励磁电流的谐波电流流过定子绕组。旋转电机包括：与励磁绕组串联连接并和励磁绕组一起构成闭回路，将流过励磁绕组的励磁电流整流成一方向的整流元件(90)；第一端与相邻的绕组部的连接点连接，第二端与整流元件的两端的任一端连接的电容器(91)；以及由夹在多个绕组部中的至少一组相邻的绕组部之间的磁性体构成的分隔部(80)。

Description

励磁绕组型旋转电机

相关申请的援引

本申请以2018年2月8日申请的日本专利申请号2018-020856号的申请为基础，在此援引其记载内容。

技术领域

本发明涉及一种励磁绕组型旋转电机。

背景技术

作为该类型的旋转电机，如专利文献1所示，已知一种旋转电机，包括：具有定子绕组的定子；由两个绕组部的串联连接体构成的励磁绕组；具有转子铁芯和主极部的转子；以及整流元件。主极部在周向上以规定间隔设置并且从转子铁芯沿径向突出。整流元件与励磁绕组串联连接并且和励磁绕组一起构成闭回路，将流过励磁绕组的励磁电流整流成一方向。两个绕组部分别卷绕于共用的主极部。在定子绕组流过主要用于产生转矩的基波电流和主要用于使励磁绕组励磁的谐波电流。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2008-178211号公报

发明内容

当流过谐波电流时，在包括了沿周向相邻的主极部和转子铁芯的磁路上流过主磁通。由于流过主磁通，因此在串联连接的两个绕组部分别产生感应电压，在绕组部感应出电流。此时，通过整流元件使流过绕组部的电流整流成一方向。由此，在由整流元件整流后的方向上，励磁电流流过励磁绕组，使励磁绕组被励磁。

另一方面，当流过谐波电流时，除了主磁通之外还产生漏磁通。漏磁通以横穿的方式从沿周向相邻的主极部的一方向另一方流动而不经由转子铁芯，与励磁绕组交链。在这种情况下，在相同的绕组部内，产生极性互相相反的感应电压，使感应出的电流减少。其结果是，在两个绕组部分别感应出的电流的合计值减少，进而使流过励磁绕组的励磁电流减少。因此，为了补偿励磁电流的减少，可以考虑增大流过定子绕组的谐波电流的振幅。但是，在这种情况下，担心会使旋转电机的转矩纹波变大。

本发明的主要目的在于提供一种能增加流过励磁绕组的励磁电流的励磁绕组型旋转电机。

第一发明包括：定子，该定子具有定子绕组；励磁绕组，该励磁绕组具有多个绕组部的串联连接体；以及转子，该转子具有转子铁芯以及主极部，所述主极部在周向上以规定间隔设置并且从所述转子铁芯沿径向突出，多个所述绕组部分别卷绕于所述主极部，用于使所述励磁绕组感应出励磁电流的谐波电流流过所述定子绕组，所述励磁绕组型旋转电机包括：整流元件，该整流元件与所述励磁绕组串联连接并且和所述励磁绕组一起构成闭回路，将流过所述励磁绕组的励磁电流整流成一方向；电容器，该电容器的第一端与相邻的所述绕组部的连接点连接，第二端与所述整流元件的两端的任一端连接；以及分隔部，该分隔部由夹在多个所述绕组部中的至少一组绕组部之间的磁性体构成。

第一发明包括由磁性体构成的分隔部。由此，漏磁通的大部分在分隔部中流动而不流过励磁绕组。其结果是，难以在相同的绕组部内产生极性互相相反的感应电压，使感应出的电流增加。由此，能使流过励磁绕组的励磁电流增加。

此外，第一发明包括第一端与相邻的绕组部的连接点连接、第二端与整流元件的两端的任一端连接的电容器。因此，即使在连接有电容器的一对绕组部中分别产生的感应电压的极性互相相反的情况下，流过一对绕组部的感应电流也不会彼此抵消，而是经由例如电容器向整流元件侧流动。其结果是，能增加流过励磁绕组的励磁电流。此时，由于利用分隔部使励磁电流增加，因此能进一步提高电容器带来的励磁电流的增大效果。

综上，根据第一发明，能使励磁电流增加。因此，能使流过定子绕组的谐波电流的振幅降低，进而能使旋转电机的转矩纹波减小。

在第二发明中，多个所述绕组部以在径向上排列的方式分别卷绕于所述主极部，所述分隔部构成为在周向上延伸。

根据第二发明，分隔部构成为在周向上延伸。根据上述结构，能适当地形成将漏磁通从沿周向相邻的主极部的一方经由分隔部向另一方的主极部引导的磁路。

在第三发明中，在沿周向相邻的所述分隔部之间形成有间隙。

根据第三发明，能抑制主磁通从沿周向相邻的主极部的一方经由分隔部向另一方流动。由此，能抑制在包括了沿周向相邻的主极部和转子铁芯的磁路上流动的主磁通减少，从而能抑制励磁电流的减少。

在第四发明中，流过所述定子绕组的谐波电流的包络线具有流过所述定子绕组的基波电流的1/2的周期，所述包络线达到其峰值的时刻与所述基波电流达到其峰值的时刻错开。

根据第四发明，与包络线达到其峰值的时刻和基波电流达到其峰值的时刻相同的情况相比，能降低流过定子绕组的电流的最大值。因此，能使旋转电机的转矩成为假设的转矩而不增加与定子绕组连接的逆变器的容量。

在第五发明中，所述包络线达到其峰值的时刻是与所述基波电流的波动中心的时刻相同的时刻。根据第五发明，能提高使流过定子绕组的电流的最大值降低的效果。

在第六发明中，由连接有所述电容器的相邻的所述绕组部中的一方的绕组部和所述电容器构成的共振电路以及由另一方的绕组部和所述电容器构成的共振电路的至少一方的共振频率为流过所述定子绕组的谐波电流的频率。

根据第六发明，能进一步增加绕组部感应出的电流，从而能进一步使励磁电流增加。

根据第七发明，所述励磁绕组具有三个以上的所述绕组部的串联连接体，所述电容器与相邻的所述绕组部的连接点分别对应地单独设置，与各所述绕组部对应的所述共振电路的共振频率互相不同。

根据第七发明，除了能实现将谐波电流的频率设为共振频率的共振电路之外，还能实现将与谐波电流的频率不同的频率设为共振频率的共振电路。因此，例如，即使在流过定子绕组的谐波电流的频率与设定的频率错开的情况下，若错开的频率为其他共振电路的共振频率，则也能在该频率下获得励磁电流的增大效果。

在第八发明中，所述励磁绕组通过α卷绕构成。

根据第八发明，由于能在径向上将励磁绕组以插入的方式组装于主极部，因此能提高励磁绕组的组装性。此外，由于励磁绕组的开始卷绕端和结束卷绕端朝向相同的方向，因此能容易地实施励磁绕组的绕组部、整流元件以及电容器的连接。

在第九、第十发明中，由连接有所述电容器的相邻的所述绕组部中的一方的绕组部和所述电容器构成的共振电路的第一共振频率是比由另一方的绕组部和所述电容器构成的共振电路的第二共振频率低的值，当将所述第一共振频率和所述第二共振频率之间的中央值与所述第一共振频率及所述第二共振频率各自的偏差设为频率偏差时，流过所述定子绕组的谐波电流的频率在从所述第一共振频率减去所述频率偏差后的值到所述第二共振频率加上所述频率偏差后的值之间设定。

认为共振电路的共振性在该电路的共振频率前后相等。因此，通过如上所述地设定流过定子绕组的谐波电流的频率，能提高共振电路的共振性。

附图说明

参照附图和以下详细的记述，可以更明确本发明的上述目的、其他目的、特征和优点。附图如下所述。

图1是第一实施方式的旋转电机的控制系统的整体结构图。

图2是表示转子包括的电路的图。

图3是转子和定子的横剖视图。

图4是放大表示图3的一部分的图。

图5是示出了基波电流和谐波电流等的推移的图。

图6是表示三相电流的推移的图。

图7是比较例的转子和定子的横剖视图。

图8是比较例的转子和定子的横剖视图。

图9是示出了比较例的感应电压的产生模式的图。

图10是示出了与模式2、3对应的电路的图。

图11是第一实施方式的转子和定子的横剖视图。

图12是示出了三相电流、励磁电流以及转矩的推移的图。

图13是示出了转矩纹波的减少效果的图。

图14是示出了第一实施方式的变形例1的基波电流和谐波电流等的推移的图。

图15是示出了第一实施方式的变形例1的三相电流的推移的图。

图16是示出了第一实施方式的变形例2的绕组部的立体图。

图17是示出了第一实施方式的变形例2的分隔部的俯视图。

图18是第二实施方式的转子和定子的横剖视图。

图19是第三实施方式的转子和定子的横剖视图。

图20是第三实施方式的变形例的转子和定子的横剖视图。

图21是第四实施方式的转子和定子的横剖视图。

图22是表示转子包括的电路的图。

图23是第四实施方式的变形例1的转子和定子的横剖视图。

图24是表示其他实施方式的谐波电流的频率与共振性的关系的图。

图25是表示其他实施方式的转子包括的电路的图。

图26是表示其他实施方式的转子包括的电路的图。

具体实施方式

以下，基于附图对实施方式进行说明。本实施方式的旋转电机例如装设于车辆。另外，在以下各实施方式中，对于彼此相同或等同的部分，在附图中标注相同的符号，对于相同符号的部分引用其说明。

<第一实施方式>

首先，使用图1～图4进行说明。控制系统包括直流电源10、逆变器20、旋转电机30以及控制装置40。在本实施方式中，作为旋转电机30，使用励磁绕组型的同步设备。此外，在本实施方式中，控制装置40控制旋转电机30，以使旋转电机30作为电动机兼发电机即ISG(Integrated Starter Generator：起动发电一体机)、MG(Motor Generator：电动发电机)发挥作用。例如，机电一体型驱动装置包括旋转电机30、逆变器20和控制装置40而构成，旋转电机30、逆变器20和控制装置40分别由各组件构成。

旋转电机30包括转子60。转子60卷绕有励磁绕组70。励磁绕组70由第一绕组部71a和第二绕组部71b的串联连接体构成。

旋转电机30包括定子50。定子50卷绕有定子绕组。定子绕组由例如铜线构成，并且包括以彼此错开120°电角度的状态配置的U、V、W相绕组31U、31V、31W。

逆变器20包括U、V、W相上臂开关SUp、SVp、SWp和U、V、W相下臂开关SUn、SVn、SWn的串联连接体。在U、V、W相上臂开关SUp、SVp、SWp和U、V、W相下臂开关SUn、SVn、SWn的连接点连接有U、V、W相绕组31U、31V、31W的第一端。U、V、W相绕组31U、31V、31W的第二端在中性点处连接。即，在本实施方式中，U、V、W相绕组31U、31V、31W星形接线。另外，在本实施方式中，各开关SUp～SWn是IGBT。在各开关SUp、SVp、SWp、SUn、SVn、SWn反并联连接有续流二极管。

在U、V、W相上臂开关SUp、SVp、SWp的集电极连接有直流电源10的正极端子。在U、V、W相下臂开关SUn、SVn、SWn的发射极连接有直流电源10的负极端子。另外，平滑电容器11与直流电源10并联连接。

控制系统包括角度检测部41。角度检测部41输出与转子60的旋转角相对应的信号即角度信号。角度检测部41的输出信号输入控制装置40。

接着，对定子50和转子60进行说明。

定子50和转子60均和旋转轴32一起配置在同轴上。在以下的记载中，将旋转轴32延伸的方向设为轴向，将从旋转轴32的中心放射状地延伸的方向设为径向，将以旋转轴32为中心圆周状地延伸的方向设为周向。

定子50由层叠钢板构成，该层叠钢板由软磁性体构成，上述定子50具有圆环状的定子铁芯51和从定子铁芯51朝向径向内侧突出的多个极齿52。在本实施方式中，各相绕组31U、31V、31W分布卷绕(或者集中卷绕)于极齿52。如图3所示，在本实施方式中，极齿在周向上等间隔地设置48个。因此，旋转电机30是48切槽的旋转电机。

转子60由层叠钢板构成，该层叠钢板由软磁性体构成，上述转子60具有圆筒形状的转子铁芯61和从转子铁芯61朝向径向外侧突出的多个主极部62。各主极部62的前端侧的面与极齿52的端面相对。在本实施方式中，主极部62在周向上等间隔地设置八个。

在各主极部62中，在径向外侧卷绕有第一绕组部71a，在第一绕组部71a的径向内侧卷绕有第二绕组部71b。在各主极部62中，第一绕组部71a和第二绕组部71b的卷绕方向彼此相同。此外，卷绕于沿周向相邻的主极部62中的一方的各绕组部71a、71b的卷绕方向和卷绕于另一方的各绕组部71a、71b的卷绕方向相反。因此，沿周向相邻的主极部62彼此中，磁化方向互相相反。

图2表示包括卷绕于共用的主极部62的各绕组部71a、71b的转子侧的电路。在转子60设有作为整流元件的二极管90和电容器91。在二极管90的阴极连接有第一绕组部71a的第一端，在第一绕组部71a的第二端连接有第二绕组部71b的第一端。在第二绕组部71b的第二端连接有二极管90的阳极。在第二绕组部71b并联连接有电容器91。在图2中，L1表示第一绕组部71a的电感，L2表示第二绕组部71b的电感，C表示电容器91的电容。

如图3所示，在转子60中，在第一绕组部71a与第二绕组部71b之间设有由软磁性体构成的分隔部80。分隔部80例如呈环状，分隔部80的中心孔处于被主极部62插入的状态。在从轴向观察的情况下，分隔部80呈在周向上延伸的扁平形状。通过使分隔部80夹在第一绕组部71a与第二绕组部71b之间，使第一绕组部71a和第二绕组部71b在径向上被分隔部80阻断。分隔部80的径向厚度比第一绕组部71a和第二绕组部71b各自的径向厚度小。此外，分隔部80的周向长度在各绕组部71a、71b的周向长度以上。

如图4所示，软磁性体在径向上层叠，从而构成分隔部80。由此，减少了涡电流损耗。此外，通过使层叠方向为径向，能确保分隔部80的周向长度，并且能与钢板板厚尺寸对应地将径向厚度设定得较薄。

分隔部80作为与转子60分体的构件构成。由此，能提高转子铁芯61的加工性以及将励磁绕组70组装于主极部62时的组装性。此外，在分隔部80与主极部62之间形成有间隙。由此，能提高将励磁绕组70组装于主极部62时的组装性，此外，能通过调节间隙尺寸而容易地调节向各绕组部71a、71b的交链磁通量。

接着，对控制装置40进行说明。另外，控制装置40的各功能的一部分或者全部也可以例如由一个或者多个集成电路等硬件来构成。此外，控制装置40的各功能也可以由存储在非过渡性实体存储介质的软件以及执行该软件的计算机构成。

控制装置40获取角度检测部41的角度信号，并基于获取到的角度信号生成使构成逆变器20的各开关SUp～SWn接通断开的驱动信号。详细而言，当驱动旋转电机30作为电动机时，为了将从直流电源10输出的直流电力转换为交流电力并向U、V、W相绕组31U、31V、31W供给，控制装置40生成使各臂开关SUp～SWn接通断开的驱动信号，并将生成后的驱动信号向各臂开关SUp～SWn的栅极供给。另一方面，当驱动旋转电机30作为发电机时，为了将从U、V、W相绕组31U、31V、31W输出的交流电力转换为直流电力并向直流电源10供给，控制装置40生成使各臂开关SUp～SWn接通断开的驱动信号。

控制装置40使各开关SUp～SWn接通断开，以使基波电流和谐波电流的合成电流流过各相绕组31U、31V、31W。如图5的(a)所示，基波电流是主要用于使旋转电机30产生转矩的电流。如图5的(b)所示，谐波电流是主要用于使励磁绕组70励磁的电流。图5的(c)表示作为基波电流和谐波电流的合成电流的相电流。图5所示的纵轴的值表示图5的(a)～图5的(c)各自所示的波形的大小的相对关系。如图6所示，流过各相绕组31U、31V、31W的相电流IU、IV、IW各错开电角度120°。

在本实施方式中，如图5的(a)、(b)所示，谐波电流的包络线具有基波电流的1/2周期。图5的(b)中，用点划线表示包络线。此外，包络线达到其峰值的时刻与基波电流达到其峰值的时刻错开。具体地，包络线达到其峰值的时刻是基波电流的波动中心(0)的时刻。控制装置40对基波电流和谐波电流各自的振幅以及周期独立地进行控制。

在本实施方式中，谐波电流的频率fh是与由第一绕组部71a和电容器91构成的共振电路的第一共振频率f1或者由第二绕组部71b和电容器91构成的共振电路的第二共振频率f2相同的频率或者其附近的频率。各共振频率f1、f2由下式(eq1)表示。

[数学式1]

接着，在与比较例进行对比的同时，对设置电容器91和分隔部80产生的效果进行说明。

首先，对比较例进行说明。如图7和图8所示，比较例是从本实施方式的结构去除分隔部80和电容器91的结构。

当谐波电流流过各相绕组31U、31V、31W时，主磁通流过包括了在周向上相邻的主极部62、转子铁芯61、极齿52以及定子铁芯51的磁路。由于流过主磁通，因此在第一绕组部71a、第二绕组部71b分别产生感应电压，并且在第一绕组部71a、第二绕组部71b感应出电流。此时，如图9的模式1、4所示，当在第一绕组部71a、第二绕组部71b分别产生极性相同的感应电压时，由于第一绕组部71a、第二绕组部71b各自的感应电流没有抵消，因此感应电流增加。通过二极管90将流过第一绕组部71a、第二绕组部71b的电流整流成一方向。由此，在由二极管90整流后的方向上，励磁电流流过励磁绕组70，使励磁绕组被励磁。另外，在图9中，e1表示产生于第一绕组部71a的感应电压，e2表示产生于第二绕组部71b的感应电压。

另一方面，当流过谐波电流时，除了主磁通之外还产生漏磁通。如图7和图8所示，漏磁通以横穿的方式从沿周向相邻的主极部62的一方向另一方流动而不经由转子铁芯61，与励磁绕组70交链。此时，还产生了仅与各绕组部71a、71b的中途部分交链的漏磁通。当漏磁通与励磁绕组70交链时，在第一绕组部71a内，产生极性互相相反的感应电压，使在第一绕组部71a感应出的电流减少。此外，在第二绕组部71b内，也产生极性互相相反的感应电压，使在第二绕组部71b感应出的电流减少。其结果是，使在第一绕组部71a、第二绕组部71b分别感应出的电流的合计值减少，进而使流过励磁绕组70的励磁电流减少。

因此，为了补偿励磁电流的减少，也可以考虑增大流过各相绕组31U、31V、31W的谐波电流的振幅。但是，在这种情况下，担心会使旋转电机30的转矩纹波变大。

因此在本实施方式中，设有分隔部80。由此，如图11所示，漏磁通的大部分在分隔部80中流动而不流过励磁绕组70。其结果是，难以在第一绕组部71a、第二绕组部71b处分别产生极性互相相反的感应电压，使感应出的电流增加。由此，能在图9所示的各模式1～4中使在第一绕组部71a、第二绕组部71b中分别感应出的电流增加。

此外，在本实施方式中，在第二绕组部71b并联连接有电容器91。因此，如图9的模式2、3所示，即使在分别产生于第一绕组部71a、第二绕组部71b的感应电压极性相反的情况下，由于感应电流经由电容器91流动，因此在第一绕组部71a、第二绕组部71b中流动的感应电流不会彼此抵消。因此，如图10的(a)所示，由第一绕组部71a感应出的电流和由第二绕组部71b感应出的电流经由电容器91向二极管90的阳极侧流动，如图10的(b)所示，电流从电容器91经由第二绕组部71b向二极管90的阳极侧流动。其结果是，能使流过励磁绕组70的励磁电流增加。此时，由于利用分隔部80使感应电流增加，因此能进一步提高电容器91带来的励磁电流的增大效果。因此，能降低流过各相绕组31U、31V、31W的谐波电流的振幅，进而能减少旋转电机30的转矩纹波。

图12示出了本实施方式和比较例各自的各相电流IU、IV、IW、励磁电流和转矩的推移。根据本实施方式，由于能使励磁电流增加，因此能降低流过各相绕组31U、31V、31W的谐波电流的振幅。由此，能减少旋转电机30的转矩纹波。在本实施方式中，如图13所示，能减少20％左右的转矩纹波。

在本实施方式中，分隔部80构成为在周向上延伸。根据上述结构，能适当地形成将漏磁通从沿周向相邻的主极部62的一方经由分隔部80向另一方的主极部62引导的磁路，从而能进一步使励磁电流增加。

在本实施方式中，在沿周向相邻的分隔部80之间形成有间隙。因此，能抑制主磁通从沿周向相邻的主极部62的一方经由分隔部80向另一方流动。具体地，例如，能抑制磁通在包括了分隔部80、转子铁芯61以及沿周向相邻的主极部62的磁路上循环。由此，能抑制在包括了沿周向相邻的主极部62和转子铁芯61的磁路上流动的主磁通减少，从而能抑制励磁电流的减少。

在本实施方式中，由第一绕组部71a和电容器91构成的共振电路以及由第二绕组部71b和电容器91构成的共振电路各自的共振频率f1、f2为谐波电流的频率fh。因此，能进一步增加第一绕组部71a、第二绕组部71b感应出的电流，从而能进一步使励磁电流增加。

将流过各相绕组31U、31V、31W的谐波电流的包络线达到其峰值的时刻设定成与流过各相绕组31U、31V、31W的基波电流为0的时刻相同的时刻。由此，能使流过各相绕组31U、31V、31W的相电流的最大值减小，并且能使旋转电机30的转矩成为被指令的转矩而不增加逆变器20的容量。

＜第一实施方式的变形例1＞

流过各相绕组31U、31V、31W的谐波电流也可以是如图14的(b)所示的电流。图14的(a)、(c)与先前的图5的(a)、(c)对应。

在本实施方式中，如图14的(a)、(b)所示，谐波电流的包络线达到其峰值的时刻是基波电流达到其峰值的时刻。图14的(b)所示的谐波电流是使图5的(b)所示的谐波电流的相位偏移了基波电流的周期的1/4的电流。图15示出了流过本实施方式的各相绕组31U、31V、31W的相电流IU、IV、IW的推移。

＜第一实施方式的变形例2＞

也可以如图16所示，励磁绕组的第一绕组部、第二绕组部分别通过使用了扁线的α卷绕构成。通过使用扁线，能提高励磁绕组的占空系数。另外，作为使用了扁线的α卷绕的绕组部，例如，可以使用日本专利特开2008-178211号公报的图5的(A)所示的结构。

如图17所示，也可以使用环状的分隔部81。分隔部81呈扁平形状。分隔部81通过使形成于自身的中央部的通孔插入主极部62来组装于主极部62。此处，以第二绕组部、分隔部81、第一绕组部的顺序组装于主极部62。此外，也可以在分隔部81形成有在其厚度方向上贯通的孔81a。在这种情况下，能减少涡电流。另外，图17示出了在分隔部81形成有六个孔81a的例子。

根据本实施方式，由于能在径向上将励磁绕组以插入的方式组装于主极部62，因此能提高励磁绕组的组装性。此外，由于是α卷绕，因此励磁绕组的开始卷绕端和结束卷绕端朝向同一个方向。因此，能容易地实施励磁绕组的绕组部、二极管90以及电容器91的连接。

＜第一实施方式的变形例3＞

在图2中，二极管90的阳极和阴极的方向也可以相反。此外，代替第二绕组部71b，也可以在第一绕组部71a并联连接有电容器91。

＜第二实施方式＞

在本实施方式中，如图18所示，转子60包括从转子铁芯61向径向外侧突出的辅极部63以及设于辅极部63的永磁体100。辅极部63隔着规定间隔在周向上设置，并设于沿周向相邻的励磁绕组70之间。在本实施方式中，转子60包括八个辅极部63。沿周向相邻的辅极部63设置成径向上的极性互相相反。

根据本实施方式，能抑制沿周向相邻的主极部62之间的漏磁通，从而能提高励磁绕组70的励磁性。

＜第三实施方式＞

在本实施方式中，如图19所示，改变构成励磁绕组73的第一绕组部74a和第二绕组部74b的卷绕方式。详细地，在主极部62卷绕有第一绕组部74a，在第一绕组部74a的外侧卷绕有第二绕组部74b。此外，在第一绕组部74a与第二绕组部74b之间夹着分隔部82。

＜第三实施方式的变形例＞

也可以如图20所示，在第三实施方式的结构的基础上包括第二实施方式中说明了的辅极部63和永磁体100。

＜第四实施方式＞

在本实施方式中，如图21和图22所示，励磁绕组70由第一绕组部71a、第二绕组部71b以及第三绕组部71c的串联连接体构成。在各主极部62中，在径向上的最外侧卷绕有第一绕组部71a，在第一绕组部71a的径向内侧卷绕有第二绕组部71b，在第二绕组部71b的径向内侧卷绕有第三绕组部71c。在各主极部62中，各绕组部71a、71b、71c的卷绕方向互相相同。此外，卷绕于沿周向相邻的主极部62中的一方的各绕组部71a、71b、71c的卷绕方向和卷绕于另一方的各绕组部71a、71b、71c的卷绕方向相反。

在转子60中，在第一绕组部71a与第二绕组部71b之间设有由软磁性体构成的第一分隔部82a，在第二绕组部71b与第三绕组部71c之间设有由软磁性体构成的第二分隔部82b。各分隔部82a、82b的径向厚度比各绕组部71a、71b、71c各自的径向厚度小。各分隔部82a、82b只要由软磁性体在径向上层叠而构成即可。

图22表示包括卷绕于共用的主极部62的各绕组部71a、71b、71c的转子侧的电路。转子60设有二极管92、第一电容器93a以及第二电容器93b。在第二绕组部71b的第二端连接有第三绕组部71c的第一端。在第三绕组部71c的第二端连接有二极管92的阳极。在第一绕组部71a和第二绕组部71b的连接点处经由第一电容器93a连接有二极管92的阳极。在第二绕组部71b和第三绕组部71c的连接点处经由第二电容器93b连接有二极管92的阳极。在图22中，L3表示第三绕组部71c的电感，C1、C2表示第一电容器93a、第二电容器93b的电容。

在本实施方式中，将由第一绕组部71a和第一电容器93a构成的第一共振电路的共振频率设为f1，将由第二绕组部71b和第一电容器93a、第二电容器93b构成的第二共振电路的共振频率设为f2，将由第三绕组部71c和第二电容器93b构成的第三共振电路的共振频率设为f3。各共振频率f1、f2、f3由下式(eq2)表示。另外，Ct表示C1、C2的合成容量。

[数学式2]

在本实施方式中，设为“f1<f2＝fh<f3”。因此，除了能实现将谐波电流的频率fh设为共振频率f2的第二共振电路之外，还能实现将与谐波电流的频率fh不同的频率设为共振频率f1、f3的第一共振电路、第三共振电路。因此，例如，即使在流过各相绕组31U、31V、31W的谐波电流的频率与设定的频率错开的情况下，若错开的频率为第一共振电路、第三共振电路的共振频率f1、f3，则能在也该频率下获得励磁电流的增大效果。此处，谐波电流的频率与设定的频率错开的现象可以在例如旋转电机30的电角度频率较高的区域中产生。这是因为，电角度频率越高，能在基波电流的一个周期重叠的谐波电流的数量n(n为自然数)越少，重叠的谐波电流的数量从n变为n-1时的频率波动较大。例如当n在4与3之间改变时，存在30％左右的频率波动，之前之后的谐波电流的频率fh至少存在30％左右的波动。n＝3表示三相电流中的每相的基波电流的一个周期包含三个周期的量的谐波电流，认为是作为励磁绕组的励磁频率的最小单位。

＜第四实施方式的变形例1＞

也可以如图23所示，第四实施方式的结构不包括第二分隔部82b。

＜第四实施方式的变形例2＞

在图22中，二极管92的阳极和阴极的方向也可以相反。

＜其它实施方式＞

另外，上述各实施方式也可进行以下变更。

·在第一实施方式的图2中，由第二绕组部71b和电容器91构成的共振电路的第二共振频率f2比由第一绕组部71a和电容器91构成的共振电路的共振频率f1高。在这种情况下，与基波电流重叠的谐波电流的频率fh优选位于第一共振频率f1、第二共振频率f2的附近。此外，为了提高共振性，也应该设定成与第一共振频率f1和第二共振频率f2尽可能接近的值。此处，共振性较高表示共振电路的电感较低即能在励磁绕组感应出的励磁电流较大。如图24所示，当将成为谐波电流的目标的频率的波动的中央值设为(f1+f2)/2时，上述波动区域优选在第一共振频率f1与第二共振频率f2之间。但是，并不局限于此。以下，对此进行说明。

认为共振电路的共振性在该电路的共振频率前后相等。因此，当将频率的波动的中央值“(f1+f2)/2”和各共振频率f1、f2的偏差设为频率偏差“Δf(＝(f2-f1)/2)”时，可以在从“f1-Δf”到“f2+Δf”的频率范围中期待相同的共振性。

·也可以如图25所示，励磁绕组由四个以上的绕组部的串联连接体构成。在这种情况下，当将绕组部的数量设为N+1个时，电容器的数量为N个。

·在上述各实施方式中，在励磁绕组的绕组部以外的部位连接有电容器。代替上述结构，也可以如图26所示，在励磁绕组75的绕组部的中途连接有电容器91。在这种情况下，励磁绕组75中的、由电容器91的连接点分割出的各部分相当于绕组部。

·作为旋转电机，不限定于内转子式的旋转电机，也可以是外转子式的旋转电机。在这种情况下，主极部从转子铁芯向径向内侧突出。

·只要是将流过励磁绕组的励磁电流整流成一方向的元件即可，也可以使用二极管以外的整流元件。

虽然基于实施例对本发明进行了记述，但是应当理解为本发明并不限定于上述实施例、结构。本发明也包含各种各样的变形例、等同范围内的变形。除此之外，各种各样的组合、方式、进一步包含有仅一个要素、一个以上或一个以下的其它组合、方式也属于本发明的范畴、思想范围。

Claims (10)

1.一种励磁绕组型旋转电机(30)，包括：

定子(50)，该定子具有定子绕组(31U～31W)；

励磁绕组(70、73)，该励磁绕组具有多个绕组部(71a～71c、72、74a、74b)的串联连接体；以及

转子(60)，该转子具有转子铁芯(61)以及主极部(62)，所述主极部在周向上以规定间隔设置并且从所述转子铁芯沿径向突出，

多个所述绕组部分别卷绕于所述主极部，用于使所述励磁绕组感应出励磁电流的谐波电流流过所述定子绕组，所述励磁绕组型旋转电机包括：

整流元件(90、92)，该整流元件与所述励磁绕组串联连接并且和所述励磁绕组一起构成闭回路，将流过所述励磁绕组的励磁电流整流成一方向；

电容器(91、93a、93b)，该电容器的第一端与相邻的所述绕组部的连接点连接，第二端与所述整流元件的两端的任一端连接；以及

分隔部(80、81、82a、82b)，该分隔部由夹在多个所述绕组部中的至少一组相邻的绕组部之间的磁性体构成。

2.如权利要求1所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

多个所述绕组部(71a～71c)以在径向上排列的方式分别卷绕于所述主极部，

所述分隔部(80、82a、82b)构成为在周向上延伸。

3.如权利要求2所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

在沿周向相邻的所述分隔部之间形成有间隙。

4.如权利要求1至3中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

流过所述定子绕组的谐波电流的包络线具有流过所述定子绕组的基波电流的1/2的周期，所述包络线达到峰值的时刻与所述基波电流达到峰值的时刻错开。

5.如权利要求4所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述包络线达到峰值的时刻是与所述基波电流的波动中心的时刻相同的时刻。

6.如权利要求1至5中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

由连接有所述电容器的相邻的所述绕组部中的一方的绕组部和所述电容器构成的共振电路以及由另一方的绕组部和所述电容器构成的共振电路中的至少一方的共振频率为流过所述定子绕组的谐波电流的频率。

7.如权利要求6所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述励磁绕组具有三个以上的所述绕组部(71a～71c)的串联连接体，

所述电容器(93a、93b)与相邻的所述绕组部的连接点分别对应地单独设置，

与各所述绕组部对应的所述共振电路的共振频率互相不同。

8.如权利要求1至7中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

所述励磁绕组通过α卷绕构成。

9.如权利要求1至5中任一项所述的励磁绕组型旋转电机，其特征在于，

由连接有所述电容器的相邻的所述绕组部中的一方的绕组部(71a)和所述电容器(91)构成的共振电路的第一共振频率(f1)是比由另一方的绕组部(71b)和所述电容器构成的共振电路的第二共振频率(f2)低的值，

当将所述第一共振频率和所述第二共振频率之间的中央值与所述第一共振频率和所述第二共振频率各自的偏差设为频率偏差(Δf)时，流过所述定子绕组的谐波电流的频率在从所述第一共振频率减去所述频率偏差后的值(f1-Δf)到所述第二共振频率加上所述频率偏差后的值(f2+Δf)之间设定。

10.一种励磁绕组型旋转电机(30)，包括：

定子(50)，该定子具有定子绕组(31U～31W)；

励磁绕组(70)，该励磁绕组具有多个绕组部(71a、71b)的串联连接体；以及

转子(60)，该转子具有转子铁芯(61)以及主极部(62)，所述主极部在周向上以规定间隔设置并且从所述转子铁芯沿径向突出，

多个所述绕组部分别卷绕于所述主极部，用于使所述励磁绕组感应出励磁电流的谐波电流流过所述定子绕组，所述励磁绕组型旋转电机包括：

整流元件(90)，该整流元件与所述励磁绕组串联连接并且和所述励磁绕组一起构成闭回路，将流过所述励磁绕组的励磁电流整流成一方向；以及

电容器(91)，该电容器的第一端与相邻的所述绕组部的连接点连接，第二端与所述整流元件的两端的任一端连接，

由连接有所述电容器的相邻的所述绕组部中的一方的绕组部(71a)和所述电容器构成的共振电路的第一共振频率(f1)是比由另一方的绕组部(71b)和所述电容器构成的共振电路的第二共振频率(f2)低的值，

当将所述第一共振频率和所述第二共振频率之间的中央值与所述第一共振频率和所述第二共振频率各自的偏差设为频率偏差(Δf)时，流过所述定子绕组的谐波电流的频率在从所述第一共振频率减去所述频率偏差后的值(f1-Δf)到所述第二共振频率加上所述频率偏差后的值(f2+Δf)之间设定。

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