CN111656668B - 电力转换装置、其控制装置以及控制方法 - Google Patents

Abstract

一实施方式的电力转换装置包括：整流电路，对三相交流电源的电压进行全波整流；电容器，设置在所述整流电路的输出侧，输出直流电压；逆变器电路，将所述直流电压转换为交流电压；相位估计部，根据所述直流电压估计所述三相交流电源的电压的相位；参考电压计算部，基于所述估计出的电压的相位，计算表示所述直流电压的计算值的参考电压；补偿值计算部，基于所述直流电压和所述参考电压，计算补偿值；逆变器控制部，至少基于所述补偿值对所述逆变器电路进行控制；以及补偿控制部，基于表示所述逆变器电路的输出功率的大小的逆变器输出值，对所述逆变器控制部中的所述补偿值的影响程度进行控制。

Description

电力转换装置、其控制装置以及控制方法

技术领域

本公开涉及电力转换装置、其控制装置以及控制方法。

背景技术

以往，已知有如下电力转换装置，该电力转换装置包括：对交流电源的电压进行全波整流的整流电路、设置在整流电路的输出侧并输出直流电压的电容器、以及将直流电压转换为交流电压并输出到负载的逆变器电路。在这种电力转换装置中，尝试通过减少电容器容量来实现电力转换装置的小型化、低成本化。

在专利文献1中记载了如下技术：在不具备大容量的电容器的电力转换装置中，为了抑制输入电流失真而向单相交流电源流入输入高次谐波，具备检测单相交流电源的电压(电源电压)的检测部，对逆变器电路的输出进行控制，以使向逆变器电路输入的直流电压与电源电压的绝对值相等。

在先技术文献

专利文献1：日本特开2004-336990号公报。

发明内容

但是，在专利文献1所记载的技术中，与逆变器电路的输出电力的大小无关地进行控制以使向逆变器电路输入的直流电压与电源电压的绝对值相等，因此，存在无法有效抑制因输入电流的失真而引起的输入高次谐波的问题。

另外，在专利文献1所记载的技术中，由于需要检测电源电压的检测部，所以在成本上也是不利的，并且，也存在不适合面向三相交流电源的电力转换装置的问题。

因此，本公开提供一种能够以低成本有效地抑制流入三相交流电源的输入高次谐波的电力转换装置、其控制装置以及控制方法。

一个实施方式所涉及的电力转换装置电力转换装置包括：整流电路，对三相交流电源的电压进行全波整流；电容器，设置在所述整流电路的输出侧，并输出直流电压；逆变器电路，将所述直流电压转换为交流电压；相位估计部，根据所述直流电压估计所述三相交流电源的电压的相位；参考电压计算部，基于所述估计出的电压的相位，计算表示所述直流电压的计算值的参考电压；补偿值计算部，基于所述直流电压和所述参考电压，计算补偿值；逆变器控制部，至少基于所述补偿值对所述逆变器电路进行控制；以及补偿控制部，基于表示所述逆变器电路的输出功率的大小的逆变器输出值，对所述逆变器控制部中的所述补偿值的影响程度进行控制。

一个实施方式所涉及的控制装置对电力转换装置进行控制，所述电力转换装置包括：整流电路，对三相交流电源的电压进行全波整流；电容器，设置在所述整流电路的输出侧，并输出直流电压；逆变器电路，将所述直流电压转换为交流电压，其中，所述控制装置包括：相位估计部，根据所述直流电压估计所述三相交流电源的电压的相位；参考电压计算部，基于所述估计出的电压的相位，计算表示所述直流电压的计算值的参考电压；补偿值计算部，基于所述直流电压和所述参考电压，计算补偿值；逆变器控制部，至少基于所述补偿值对所述逆变器电路进行控制；以及补偿控制部，基于表示所述逆变器电路的输出功率的大小的逆变器输出值，对所述逆变器控制部中的所述补偿值的影响程度进行控制。

一实施方式所涉及的控制方法对电力转换装置进行控制，所述电力转换装置包括：整流电路，对三相交流电源的电压进行全波整流；电容器，设置在所述整流电路的输出侧，并输出直流电压；逆变器电路，将所述直流电压转换为交流电压，其中，所述控制方法包括：根据所述直流电压估计所述三相交流电源的电压的相位；基于所述估计出的电压的相位，计算表示所述直流电压的计算值的参考电压；基于所述直流电压和所述参考电压，计算补偿值；至少基于所述补偿值对所述逆变器电路进行控制；以及基于表示所述逆变器电路的输出功率的大小的逆变器输出值，对控制所述逆变器电路时的所述补偿值的影响程度进行控制。

附图说明

图1是示出实施方式所涉及的电力转换装置的结构的图；

图2是示出实施方式所涉及的控制部的结构的图；

图3是示出实施方式所涉及的相位估计部的结构的图；

图4是示出实施方式所涉及的相位提前部的相位提前补偿的一例的图；

图5是示出进行了实施方式所涉及的补偿的情况下的逆变器输出值与输入电流的失真率及输出电流的失真率的变化之间的关系的图；

图6是示出实施方式所涉及的增益调整部所进行的补偿增益调整的具体示例的图；

图7是示出其他的实施方式所涉及的控制部的结构的图。

具体实施方式

参照附图对本发明的实施方式进行说明。在以下的实施方式的附图中，对相同或类似的部分标注相同或类似的符号。

(1)电力转换装置的结构

图1是示出实施方式所涉及的电力转换装置1的结构的图。电力转换装置1将从三相交流电源2提供的三相交流电转换为具有规定频率的电力，并将转换后的电力提供到三相交流马达3。另外，马达3是负载的一个例子。

如图1所示，电力转换装置1具有整流电路10、电容器C、直流电压检测部15、逆变器电路20以及控制部100。

整流电路10通过对三相交流电源2的电压(三相交流电压)Vin进行全波整流，将整流电压输出到电容器C。整流电路10具有6个二极管D1～D6，由串联连接的2个二极管构成的对并联连接有3个。二极管D1与D2的连接点经由电源侧电感L1与三相交流电源2连接，二极管D3与D4的连接点经由电源侧电感L2与三相交流电源2连接，二极管D5与D6的连接点经由电源侧电感L3与三相交流电源2连接。此处，电源侧电感是指变压器等电源设备中包含的电感成分和电力转换装置1(逆变器)中并用的输入滤波器的电感成分的合计。

电容器C设置于整流电路10的输出侧，将直流电压Vdc输出到逆变器电路20。电容器C的一端与整流电路10的二极管D1、D2以及D3各自的阴极连接，电容器C的另一端与整流电路10的二极管D2、D4以及D6各自的阳极连接。电容器C通过对从整流电路10输入的整流电压进行平滑，将直流电压Vdc输出到逆变器电路20。直流电压Vdc是施加到电容器C的两端间的电压。

在实施方式中，为了实现电力转换装置1的小型化、低成本化，作为电容器C使用小容量的电容器(例如薄膜电容器)。因此，电容器C无法充分平滑整流电压的脉动，电容器C所输出的直流电压Vdc也会脉动。

直流电压检测部15检测电容器C输出的直流电压Vdc，并将检测出的直流电压Vdc输出到控制部100。

逆变器电路20将从电容器C输入的直流电压Vdc转换为交流电压，并将交流电压输出到马达3。逆变器电路20具有6个开关元件S1～S6，由串联连接的2个开关元件构成的对并联连接有3个。开关元件S1与S2的连接点、开关元件S3与S4的连接点以及开关元件S5与S6的连接点分别与马达3连接。在开关元件S1～S6分别并联连接有用于防止反向电压的施加的二极管D7～D12。

在逆变器电路20与马达3之间设置有电流传感器4。电流传感器4检测三相的相电流Iu、Iv、Iw中的至少两相的相电流，并将检测出的相电流输出到控制部140。在图1中，示出电流传感器4检测三相的相电流Iu、Iv、Iw的一个例子。

在马达3设置有检测马达3的旋转轴的旋转角以及旋转速度的编码器5。编码器5将检测旋转角θenc以及检测旋转速度ωenc输出到控制部140。

控制部100是控制装置的一个例子。从省略图示的上位控制器向控制部100输入旋转速度指令ω*。或者，也可以从上位控制器向控制部100输入转矩指令。以下，主要对向控制部100输入旋转速度指令ω*的一个例子进行说明。另外，向控制部100输入直流电压检测部15检测出的直流电压Vdc，输入电流传感器4检测出的相电流Iu、Iv、Iw，输入编码器5检测出的检测旋转角θenc以及检测旋转速度ωenc。

控制部100基于旋转速度指令ω*、直流电压Vdc、相电流Iu、Iv、Iw、检测旋转角θenc以及检测旋转速度ωenc，对开关元件S1～S6输出开关信号，由此驱动以及控制逆变器电路20。

在实施方式中，控制部100对逆变器电路20的输出进行控制，以使向逆变器电路20输入的直流电压Vdc与电源电压Vin的绝对值相等。通过这种控制，即使在使用小容量的电容器作为电容器C的情况下，也能够抑制向电力转换装置1的输入电流失真而向三相交流电源2流入输入高次谐波。具体而言，输入高次谐波是由电容器C和电源侧电感L1～L3的LC共振、整流电路10中的全波整流高次谐波而引起的。控制部100进行控制，以使直流电压Vdc的波形沿着电源电压Vin的绝对值的波形，由此降低电力转换装置1的输入电流的失真，抑制输入高次谐波。

(2)控制部的结构

图2是示出控制部100的结构的图。

如图2所示，控制部100具有相位估计部110、相位提前部120、参考电压计算部130、补偿值计算部140、逆变器控制部150以及补偿控制部160A。

相位估计部110根据直流电压检测部15检测出的直流电压Vdc，估计三相交流电源2的电压Vin的相位，并将估计出的电源电压的相位θrst输出到相位提前部120。

相位提前部120使由相位估计部110估计出的电源电压的相位θrst提前规定量，将提前规定量的电源电压的相位θ’rst输出到参考电压计算部130。通过使相位提前规定量，能够提高输入高次谐波的抑制效果。另外，优选考虑电源电压Vin的电压检测延迟(电压估计延迟)、电压输出延迟、电源侧电感引起的电流延迟来决定该规定量，例如，优选在将逆变器输出固定的状态下，将输入电流的高次谐波设定为与其他相比被抑制的值。

参考电压计算部130基于由相位提前部120提前的电源电压的相位θ’rst，计算出表示直流电压Vdc的计算值的参考电压Vdc*，并将计算出的参考电压Vdc*输出到补偿值计算部140。例如，参考电压计算部130基于电源电压的相位θ’rst模拟直流电压Vdc的理想波形，以沿着该波形的方式计算参考电压Vdc*。

补偿值计算部140基于直流电压Vdc和参考电压Vdc*，计算补偿值Ref，并将计算出的补偿值Ref输出到逆变器控制部150。在实施方式中，补偿值计算部140对直流电压Vdc与参考电压Vdc*之间的差值乘以增益，计算补偿值Ref。以下将该增益称为“补偿增益”。

补偿值计算部140包括减法部141、增益应用部142以及带通滤波器(BPF)143。在图2中，图示了在增益应用部142的输出侧设置BPF 143的一个例子，但也可以在增益应用部142的输入侧设置BPF 143。

减法部141计算直流电压Vdc与参考电压Vdc*之间的差值，并将计算出的差值输出到增益应用部142。

增益应用部142对从减法部141输入的差值乘以从补偿控制部160A输入的补偿增益(应用补偿增益)，并将乘以补偿增益后的差值输出到BPF 143。

BPF 143是去除从增益应用部142输入的差值的直流分量的滤波器的一个例子。BPF 143将至少去除直流分量后的差值作为补偿值Ref输出到逆变器控制部150。通过BPF143，能够去除伴随着逆变器输出的变化而产生的差值的变化的影响，因此能够得到适当的补偿值Ref。

另外，BPF 143除了去除差值的直流分量之外，还降低高次谐波噪声。即，BPF 143也截断噪声那样的过高的频率。通过BPF 143能够进一步去除高次谐波噪声，因此能够得到更适当的补偿值Ref。但是，在高次谐波噪声不成问题的情况下，也可以代替BPF 143而使用高通滤波器(HPF)。

逆变器控制部150至少基于补偿值Ref对逆变器电路20进行控制。在实施方式中，逆变器控制部150基于从上位控制器输入的旋转速度指令ω*和从补偿值计算部140输入的补偿值Ref，对逆变器电路20进行控制。

逆变器控制部150包括：自动速度调整部(ASR：Automatic Speed Regulator)151、坐标转换部152、自动电流调整部(ACR：Automatic Current Regulator)153、加法部154以及电路驱动部155。

ASR151基于从上位控制器输入的旋转速度指令ω*和从编码器5输入的检测旋转速度ωenc，计算相当于旋转二轴坐标(d-q轴)上的转矩分量的q轴电流指令，以使旋转速度指令ω*和检测旋转速度ωenc的偏差为零，并将计算出的q轴电流指令输出到ACR指令153。

坐标转换部152基于从电流传感器4输入的检测相电流Iu、Iv、Iw和从编码器5输入的检测旋转角θenc，将检测相电流Iu、Iv、Iw转换为d轴电流Idfb以及q轴电流Iqfb，将d轴电流Idfb以及q轴电流Iqfb输出到ACR 153。由于这种坐标转换(向量运算)方法为本领域技术人员所熟知，因此省略坐标转换的详细说明。

ACR 153是基于q轴电流指令输出q轴电压指令的q轴电压指令部的一个例子。ACR153基于从ASR151输入的q轴电流指令和从坐标转换部152输入的d轴电流Idfb以及q轴电流Iqfb，以q轴电流指令与q轴电流Iqfb之间的偏差为零的方式计算d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*，将d轴电压指令Vd*输出到电路驱动器部155，并将q轴电压指令Vq*输出到加法部154。

加法部154将从补偿值计算部140输入的补偿值Ref与从ACR 153输入的q轴电压指令Vq*相加，将加上了补偿值Ref的q轴电压指令Vq*输出到电路驱动部155。这样，通过将补偿值Ref与电压指令(q轴电压指令Vq*)相加，与将补偿值与电流指令、转矩指令等相加的情况相比，由于不受ACR 153等的影响，因此即使补偿值Ref为高频率，也能够提高抑制输入高次谐波的效果。

电路驱动部155至少基于由加法部154加上了补偿值Ref的q轴电压指令Vq*，驱动逆变器电路20。电路驱动部155具有坐标转换部155a以及开关信号输出部155b。

坐标转换部155a基于d轴电压指令Vd*、加上了补偿值Ref的q轴电压指令Vq*、以及检测旋转角θenc，将该d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*转换为静止坐标系的电压指令(Vu指令、Vv指令以及Vw指令)，将电压指令(Vu指令、Vv指令以及Vw指令)输出到开关信号输出部155b。

开关信号输出部155b基于从坐标转换部155a输入的电压指令(Vu指令、Vv指令以及Vw指令)，生成驱动逆变器电路20的开关信号，并将所生成的开关信号输出到逆变器电路20。

补偿控制部160A基于表示逆变器电路20的输出功率的大小的逆变器输出值，对逆变器控制部150中的补偿值Ref的影响程度进行控制。

在这里，作为逆变器输出值，只要是表示逆变器电路20的输出功率(即负载功率)的大小的值，就可以使用各种值，例如，逆变器电路20的输出功率的值本身、马达3的检测旋转速度ωenc、马达3的转矩等相当于逆变器输出值。另外，逆变器电路20的输出功率(负载功率)例如能够基于“马达转矩×马达速度”、“马达电压×马达电流”、“母线电压×母线电流”中的任一个来计算。在通过“母线电压×母线电流”计算的情况下，也可以根据从电流传感器4输入的检测相电流Iu、Iv、Iw来计算母线电流，根据计算出的母线电流和母线电压(直流电压Vdc)来计算负载功率。

另外，逆变器控制部150中的补偿值Ref的影响程度是指：逆变器控制部150中的补偿的有无、逆变器控制部150中的补偿的程度。在实施方式中，补偿控制部160A具有增益调整部161，该增益调整部161对补偿值计算部140的增益应用部142所使用的补偿增益进行调整。增益调整部161基于逆变器输出值调整补偿增益，并将调整后的补偿增益输出到增益应用部142。通过增益调整部161，能够考虑逆变器电路20的输出功率的大小来调整补偿程度，因此能够有效地抑制输入高次谐波。

增益调整部161基于逆变器输出值的增加使补偿增益增加。在逆变器输出值大的情况下，通过补偿来改善电力转换装置1的输入电流的失真的程度大，并且，通过补偿来使电力转换装置1的输出电流的失真恶化的程度小。因此，通过基于逆变器输出值的增加使补偿增益增加，既能够抑制输出电流的失真恶化，又能够有效地抑制输入高次谐波。

根据如此构成的控制部100，根据直流电压Vdc估计三相交流电源2的电压的相位θrst，基于估计出的相位θrst计算参考电压Vdc*。由此，能够不需要检测三相交流电源2的电压的检测部(传感器等)。另外，基于表示逆变器电路20的输出功率的大小的逆变器输出值对逆变器控制部150中的补偿值Ref的影响程度进行控制，由此能够考虑逆变器电路20的输出功率的大小来对补偿的有无和补偿程度进行控制，因此能够有效地抑制输入高次谐波。

(3)相位估计部的结构例

图3是示出相位估计部110的结构的图。

如图3所示，相位估计单元110具有带通滤波器(BPF)111、信号处理部112以及锁相环(PLL：Phase Locked Loop)部113。

BPF 111去除直流电压检测部15检测出的直流电压Vdc的噪声，并将去除了噪声的直流电压Vdc’输出到信号处理部112。

信号处理部112根据去除了噪声的直流电压Vdc’生成用于提取相位的信号，并将提取出的信号输出到PLL部113。

PLL部113基于从信号处理部112输入的信号，估计输入电压Vin的相位θrst，并将估计出的相位θrst输出。PLL部113包括：比例增益应用部113a，对从信号处理部112输入的信号应用比例增益Kp(Kp倍)；积分部113b，对从信号处理部112输入的信号进行Ki倍并应用积分；加法部113c，将比例增益应用部113a及积分部113b的各输出相加；以及积分部113d，对加法部113c的输出进行积分并输出。

(4)相位提前补偿的一个例子

图4是示出相位提前部120中的相位提前补偿的一个例子的图。如上所述，相位提前部120使由相位估计部110估计出的电源电压的相位θrst提前规定量，并将提前了规定量的电源电压的相位θ’rst输出到参考电压计算部130。

如图4所示，输入电流高次谐波失真率在相位提前量从零到规定值的期间伴随着相位提前量的增加而减少。另外，输入电流高次谐波失真率随着相位提前量变得大于规定值而增加。因此，通过在相位提前部120中预先设定输入电流高次谐波失真率最小的规定值，能够提高输入高次谐波的抑制效果。

另外，优选的是，考虑电源电压Vin的电压检测延迟(电压估计延迟)、电压输出延迟、电源侧电感引起的电流延迟来决定该规定值(规定量)，例如，优选的是，在将逆变器输出固定的状态下，将输入电流的高次谐波设定为与其他相比被抑制的值。

(5)增益调整的一个例子

图5是示出使用补偿值Ref进行补偿时的逆变器输出值与输入电流的失真率及输出电流的失真率的变化之间的关系的图。在这里，示出增益调整部161所参照的逆变器输出值为负载功率的一个例子。

如图5所示，在负载功率小的情况下，对于电力转换装置1的输入电流失真率来说，即使使用补偿值Ref进行补偿，输入电流失真率也不会降低太多，补偿效果小。在负载功率小的情况下，对于电力转换装置1的输出电流失真率来说，若使用补偿值Ref进行补偿，则输出电流失真率大幅度增加。

另一方面，在负载功率大的情况下，对于电力转换装置1的输入电流失真率来说，若使用补偿值Ref进行补偿，则输入电流失真率大幅度降低，保证的效果大。在负载功率大的情况下，对于输出电流失真率来说，即使使用补偿值Ref进行补偿，输出电流失真率的变化也小，能够抑制失真的增加。

因此，基于负载功率(逆变器输出值)的增加使应用于补偿值Ref的补偿增益增加，由此，既能够抑制输出电流的失真恶化，又能够有效地抑制输入高次谐波。

图6的(a)～(d)是示出增益调整部161所进行的补偿增益调整的具体示例的图。

在图6的(a)所示的例子中，增益调整部161随着负载功率的增加而使补偿增益连续地增加。例如，增益调整部161使用比例或平方等的单调递增函数求出补偿增益。通过随着负载功率的增加而使补偿增益连续地增加，能够平衡性良好地控制输入电流的失真改善和输出电流的失真恶化。另外，在使用比例函数的情况下，斜率(比例常数)能够如下设定。首先，决定在额定负载功率下成为最好状态的补偿增益，然后，通过将所决定的补偿增益与零连结来设定斜率。

在图6的(b)所示的例子中，增益调整部161以在负载功率成为阈值时补偿增益成为上限值的方式使补偿增益连续地增加。增益调整部161在负载功率超过了阈值的情况下，将补偿增益固定为上限值。通过将补偿增益固定为上限值，能够防止过度补偿。另外，增益调整部161也可以设定其他的阈值以及下限值，在负载功率低于该其他的阈值的情况下，将补偿增益固定为下限值。

在图6的(c)以及(d)所示的例子中，增益调整部161随着负载功率的增加而使补偿增益阶段性地增加。通过随着负载功率的增加而使补偿增益阶段性地增加，能够平衡性良好地控制电力转换装置1的输入输出的电流失真，并能够降低伴随着补偿增益的计算而引起的负荷。

在图6的(c)所示的例子中，增益调整部161在负载功率为阈值以下的情况下，将补偿增益设定为零(即，补偿断开)，在负载功率超过阈值的情况下，将补偿增益设定为大于零的恒定值(即，补偿接通)。由此，能够简化用于设定补偿增益的处理。

在图6的(d)所示的例子中，增益调整部161以3个阶段切换补偿增益。具体而言，增益调整部161在负载功率从零到阈值1的期间将补偿增益设定为第一值，在负载功率从阈值1到阈值2的期间将补偿增益设定为比第一值大的第二值，在负载功率从阈值2到最大值的期间将补偿增益设定为比第二值大的第三值。由此，能够简化处理，并能够得到与图6的(a)的例子的效果相近的效果。

此处，对增益调整部161阶段性地切换补偿增益，设定不同的补偿增益的一例进行了说明。但是，设置以不同的补偿增益计算补偿值Ref的一系列的组并切换从这些组的输出中使用哪一个的结构也包含在该增益调整部161中。

(6)其他的实施方式

如上所述，本发明通过实施方式进行了记载，但形成该公开的一部分的论述以及附图不应当理解为限定本发明。根据该公开，本领域技术人员可以明确各种替代实施方式、实施例以及运用技术。

在上述的实施方式中，补偿控制部160A通过调整补偿增益，来控制逆变器控制部150中的补偿的有无、逆变器控制部150中的补偿的程度。但是，也可以通过切换补偿值Ref的应用/不应用来切换补偿的有无。图7是示出其他的实施方式的控制部100的结构的图。

如图7所示，在控制部100中，补偿控制部160B还具备补偿有无切换开关SW以及开关控制部162。补偿有无切换开关SW设置在补偿值计算部140的输出与逆变器控制部150的输入之间。补偿控制部160B对补偿有无切换开关SW进行控制。具体而言，补偿控制部160B基于逆变器输出值，进行是否将补偿值计算部140输出的补偿值Ref向逆变器控制部150输入的切换。例如，补偿控制部160B在逆变器输出值为阈值以下的情况下，断开(释放)补偿有无切换开关SW，使补偿值Ref不被输入到逆变器控制部150。

在上述的实施方式中，不特别提及控制部100的安装方法。但是，控制部100也可以包括微处理器以及存储器，通过微处理器执行存储于存储器的程序来进行各种运算以及控制。控制部100也可以构成为ASIC(application specific integrated circuit，专用集成电路)等半导体集成电路。也可以提供执行控制部100所进行的各处理的程序。程序可以记录在计算机可读取介质中。如果使用计算机可读取介质，则可以在计算机上安装程序。在这里，记录有程序的计算机可读取介质也可以是非临时性记录介质。非临时性记录介质没有特别限定，例如也可以是CD-ROM或DVD-ROM等记录介质。

如上所述，本发明应当理解为包含此处没有记载的各种实施方式等。

Claims (13)

1.一种电力转换装置，包括：

整流电路，对三相交流电源的电压进行全波整流；

电容器，设置在所述整流电路的输出侧，并输出直流电压；

逆变器电路，将所述直流电压转换为交流电压；

相位估计部，从所述直流电压估计所述三相交流电源的电压的相位；

参考电压计算部，基于估计出的所述电压的相位，计算参考电压，所述参考电压表示所述直流电压的计算值；

补偿值计算部，基于所述直流电压和所述参考电压，计算补偿值；

逆变器控制部，至少基于所述补偿值对所述逆变器电路进行控制；以及

补偿控制部，基于逆变器输出值，对所述逆变器控制部中的所述补偿值的影响程度进行控制，所述逆变器输出值表示所述逆变器电路的输出功率的大小。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

所述电力转换装置还包括相位提前部，所述相位提前部将由所述相位估计部估计出的电压的相位提前规定量，

所述参考电压计算部基于由所述相位提前部提前后的相位，计算所述参考电压。

3.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其中，所述逆变器控制部包括：

q轴电压指令部，基于q轴电流指令来输出q轴电压指令；

加法部，将所述补偿值与所述q轴电压指令相加；以及

电路驱动部，至少基于由所述加法部加上了所述补偿值的所述q轴电压指令，驱动所述逆变器电路。

4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

所述补偿值计算部通过对所述直流电压与所述参考电压的差值乘以增益，来计算所述补偿值，

所述补偿控制部具有增益调整部，所述增益调整部基于所述逆变器输出值来调整所述增益。

5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其中，

所述增益调整部基于所述逆变器输出值的增加来增加所述增益。

6.根据权利要求5所述的电力转换装置，其中，

所述增益调整部随着所述逆变器输出值的增加而连续增加所述增益。

7.根据权利要求6所述的电力转换装置，其中，

所述增益调整部连续增加所述增益，以使其在所述逆变器输出值达到阈值时达到上限值，

所述增益调整部在所述逆变器输出值超过所述阈值时，将所述增益固定为所述上限值。

8.根据权利要求4所述的电力转换装置，其中，

所述增益调整部随着所述逆变器输出值的增加而阶段性地增加所述增益。

9.根据权利要求4所述的电力转换装置，其中，

所述补偿值计算部具有滤波器，所述滤波器去除所述差值的直流分量。

10.根据权利要求9所述的电力转换装置，其中，

所述滤波器被构成为带通滤波器，所述带通滤波器除了去除所述差值的直流分量之外，还降低高次谐波噪声。

11.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，

所述补偿控制部具有补偿有无切换开关，所述补偿有无切换开关基于所述逆变器输出值，进行是否将所述补偿值计算部输出的所述补偿值向所述逆变器控制部输入的切换。

12.一种控制装置，对电力转换装置进行控制，其中，所述电力转换装置包括：整流电路，对三相交流电源的电压进行全波整流；电容器，设置在所述整流电路的输出侧，并输出直流电压；逆变器电路，将所述直流电压转换为交流电压，

所述控制装置的特征在于，包括：

相位估计部，从所述直流电压估计所述三相交流电源的电压的相位；

参考电压计算部，基于估计出的所述电压的相位，计算参考电压，所述参考电压表示所述直流电压的计算值；

补偿值计算部，基于所述直流电压和所述参考电压，计算补偿值；

逆变器控制部，至少基于所述补偿值对所述逆变器电路进行控制；以及

补偿控制部，基于逆变器输出值，对所述逆变器控制部中的所述补偿值的影响程度进行控制，所述逆变器输出值表示所述逆变器电路的输出功率的大小。

13.一种控制方法，对电力转换装置进行控制，其中，所述电力转换装置包括：整流电路，对三相交流电源的电压进行全波整流；电容器，设置在所述整流电路的输出侧，并输出直流电压；逆变器电路，将所述直流电压转换为交流电压，

所述控制方法的特征在于，包括：

从所述直流电压估计所述三相交流电源的电压的相位；

基于估计出的所述电压的相位，计算参考电压，所述参考电压表示所述直流电压的计算值；

基于所述直流电压和所述参考电压，计算补偿值；

至少基于所述补偿值，对所述逆变器电路进行控制；以及

基于逆变器输出值，对控制所述逆变器电路时的所述补偿值的影响程度进行控制，所述逆变器输出值表示所述逆变器电路的输出功率的大小。

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