CN111562568B - 雷达发射端、接收端、频率同步方法和收发组网雷达 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种雷达发射端、接收端、频率同步方法和收发组网雷达；雷达接收端的垂直极化天线向雷达发射端的垂直极化天线发送初始本振信号，雷达接收端的水平极化天线接收雷达发射端的水平极化天线的第二本振信号，第二本振信号为雷达发射端根据初始本振信号进行频率跟踪得到的本振信号；对第二本振信号进行频率跟踪得到稳定本振信号，将稳定本振信号功分为第三本振信号和第四本振信号；将第四本振信号和初始本振信号混频进行多普勒频率估计；根据第三本振信号和估计结果对雷达回波信号进行多普勒频率补偿。本发明对运动的收发平台引入的多普勒频率进行精确估计，并对回波信号的解调误差进行补偿，提高了收发组网雷达的频率同步性能。

Description

雷达发射端、接收端、频率同步方法和收发组网雷达

技术领域

本发明涉及雷达技术领域，尤其涉及一种雷达发射端、接收端、频率同步方法和收发组网雷达。

背景技术

近年来，收发组网雷达、分布式雷达与多站雷达技术在科学界和工程界倍受关注，尤其在天基收发组网成像雷达对地观测、分布式雷达多视角成像等领域具有巨大应用价值。传统雷达通常采用收发共置天线，收发时序冲突导致探测盲区，且只能获得探测场景的后向散射系数，因此难以满足大幅宽、多视角探测要求，而相比传统单站雷达而言，收发组网成像雷达具有高分辨率、大幅宽、无盲区成像探测等优势，也可以获得地面目标的多个方向散射特性，为目标特性反演与目标分类识别提供丰富的信息，同时，收发组网雷达也可以用于对隐身目标的探测，通过同时获取多个不同双站观测的雷达散射系数，联合处理多个双站角观测数据，提高对隐身目标的探测概率。

虽然收发组网雷达将雷达发射机与雷达接收机分置并远离，避免了大功率发射时耦合到接收机而导致探测盲区的出现，并能够根据需要获得不同的双站角观测数据，但频率同步是保证雷达信号调制与雷达回波解调的频率相干基础，收发组网雷达的发射机与接收机分离导致频率同步成为雷达探测的难题。

目前，收发组网雷达的频率同步方案主要有五种：第一，在条件满足的情况下，利用光纤传输本振信号进行频率同步，但这种方式难以满足相对运动的收发组网雷达需求；第二，采用两个同型号的高稳频率源进行短期频率同步，但难以满足长时间的频率同步；第三，采用GPS驯服高稳频率源方法进行频率同步，可以实现较好的频率同步，但驯服时间较长，且容易受多普勒影响；第四，采用单向本振信号传输方式，即雷达接收机向雷达发射机传输本振信号，雷达发射机用该本振信号进行雷达信号调制，该方法极容易受收发平台相对运动带来的多普勒频率的影响，恶化了雷达探测性能；第五，采用双向本振信号传输方式，即雷达接收机与雷达发射机之间相互传输本振信号，并可以估计出由于运动带来的多普勒频率，但该方法接收的本振信号极易受到同端的大功率发射的干扰，而导致本振信号频率跟踪与多普勒频率估计性能下降。

发明内容

本发明实施例提供了一种雷达发射端、接收端、频率同步方法和收发组网雷达，以解决现有技术中的收发组网雷达的频率不同步的问题。

本发明实施例的第一方面提供了一种雷达发射端，包括频率同步模块和发射模块，所述频率同步模块包括：第一交叉极化天线、第一频率跟踪链路和信号转发链路；所述第一交叉极化天线的垂直极化天线与雷达接收端的垂直极化天线和所述第一频率跟踪链路连接，所述第一交叉极化天线的水平极化天线与雷达接收端的水平极化天线和信号转发链路连接，所述第一频率跟踪链路还与所述发射模块和所述信号转发链路连接；

所述第一交叉极化天线的垂直极化天线用于接收所述雷达接收端的垂直极化天线发送的包括多普勒频率信息的初始本振信号，并将所述初始本振信号输出给所述第一频率跟踪链路；

所述第一频率跟踪链路用于对所述初始本振信号进行频率跟踪得到第一稳定本振信号，并将所述第一稳定本振信号功分为第一本振信号和第二本振信号，将所述第一本振信号输出给所述发射模块进行调制，将所述第二本振信号输出给所述信号转发链路；

所述信号转发链路用于将所述第二本振信号进行滤波放大处理并输出给所述第一交叉极化天线的水平极化天线；

所述第一交叉极化天线的水平极化天线用于将处理后的所述第二本振信号辐射至所述雷达接收端的水平极化天线，以使所述雷达接收端根据接收的所述第二本振信号对接收的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。

进一步地，所述初始本振信号和所述第二本振信号的频率差为多普勒频率。

进一步地，所述第一交叉极化天线的隔离度大于50dB，带宽大于5MHz，两个极化天线的驻波比均小于2。

进一步地，所述第一交叉极化天线的垂直极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB；

所述第一交叉极化天线的水平极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB。

进一步地，所述第一频率跟踪链路包括：第一带通滤波器、第一低噪放大器、第二低噪放大器、频率跟踪单元和功分器；

所述第一带通滤波器的输入端与所述第一交叉极化天线的垂直极化天线连接，所述第一带通滤波器的输出端与所述第一低噪放大器的输入端连接；所述第一低噪放大器的输出端与所述频率跟踪单元的输入端连接；所述频率跟踪单元的输出端与所述功分器的输入端连接；所述功分器的第一输出端与通过所述第二低噪放大器与所述发射模块连接，所述功分器的第二输出端与所述信号转发链路连接。

进一步地，所述信号转发链路包括：第二带通滤波器和功率放大器；

所述第二带通滤波器的输入端与所述功分器的第二输出端连接，所述第二带通滤波器的输出端与所述功率放大器的输入端连接；所述功率放大器的输出端与所述第一交叉极化天线的水平极化天线连接。

本发明实施例的第二方面提供了一种雷达接收端，包括频率同步模块和接收模块，所述频率同步模块包括：第二交叉极化天线、本振信号发生链路、第二频率跟踪链路和频率估计链路；所述第二交叉极化天线的垂直极化天线与雷达发射端的垂直极化天线和所述本振信号发生链路连接，所述第二交叉极化天线的水平极化天线与雷达发射端的水平极化天线和所述第二频率跟踪链路连接，所述第二频率跟踪链路和所述本振信号发生链路还均与频率估计链路连接；

所述第二交叉极化天线的垂直极化天线用于将本振信号发生链路输出的初始本振信号发送给所述雷达发射端的垂直极化天线；所述第二交叉极化天线的水平极化天线用于接收所述雷达发射端的水平极化天线发送的第二本振信号，并输出给第二频率跟踪链路；

所述第二频率跟踪链路用于对所述第二本振信号进行频率跟踪得到第二稳定本振信号，并将所述第二稳定本振信号功分为第三本振信号和第四本振信号，将所述第三本振信号输出给所述接收模块进行混频，将所述第四本振信号输出给所述本振信号发生链路；

所述本振信号发生链路还用于将所述第四本振信号和所述初始本振信号进行混频得到多普勒信号输出给所述频率估计链路；

所述频率估计链路用于根据所述多普勒信号进行多普勒频率估计，将估计结果发送给所述接收模块，以使所述接收模块根据所述第三本振信号和所述估计结果对接收的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。

进一步地，所述第二交叉极化天线的隔离度大于50dB，带宽大于5MHz，两个极化天线的驻波比均小于2。

进一步地，所述第二交叉极化天线的垂直极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB；

所述第二交叉极化天线的水平极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB。

进一步地，所述本振信号发生链路包括：功率放大器、第一带通滤波器、本振信号发生器和混频器；

所述功率放大器的输出端与所述第二交叉极化天线的垂直极化天线连接，所述功率放大器的输入端与所述第一带通滤波器的输出端连接；所述第一带通滤波器的输入端与所述本振信号发生器的第一输出端连接；所述本振信号发生器的第二输出端与所述混频器的第一输入端连接；所述混频器的第二输入端与所述第二频率跟踪链路连接，所述混频器的输出端与所述频率估计链路连接。

进一步地，所述第二频率跟踪链路包括：第二带通滤波器、第一低噪放大器、频率跟踪单元和功分器；

所述第二带通滤波器的输入端与所述第二交叉极化天线的水平极化天线连接，所述第二带通滤波器的输出端与所述第一低噪放大器的输入端连接；所述第一低噪放大器的输出端与所述频率跟踪单元的输入端连接；所述频率跟踪单元的输出端与所述功分器的输入端连接；所述功分器的第一输出端与所述接收模块连接，所述功分器的第二输出端与所述混频器的第二输入端连接。

进一步地，所述频率估计链路包括：低通滤波器、第二低噪放大器、ADC和频率估计单元；

所述低通滤波器的输入端与所述混频器的输出端连接，所述低通滤波器的输出端与所述第二低噪放大器的输入端连接；所述第二低噪放大器的输出端与所述ADC的输入端连接；所述ADC的输出端与所述频率估计单元的输入端连接；所述频率估计单元的输出端与所述接收模块连接。

进一步地，所述频率估计单元具体用于：

接收所述ADC输出的多普勒信号，对所述多普勒信号进行带通滤波；

将滤波后的所述多普勒信号进行快速离散傅里叶变换得到频域信号；

将所述频域信号进行均值计算，得到均值信号；

计算所述均值信号的最大值对应的频率值，根据所述频率值确定多普勒频率。

本发明实施例的第三方面提供了一种雷达频率同步方法，包括：

通过雷达接收端的垂直极化天线向雷达发射端的垂直极化天线发送初始本振信号，并通过雷达接收端的水平极化天线接收所述雷达发射端的水平极化天线的第二本振信号，所述第二本振信号为所述雷达发射端根据所述初始本振信号进行频率跟踪并功分得到的本振信号；

对所述第二本振信号进行频率跟踪得到第二稳定本振信号，并将所述第二稳定本振信号功分为第三本振信号和第四本振信号；

将所述第四本振信号和所述初始本振信号进行混频得到多普勒信号，并根据所述多普勒信号进行多普勒频率估计；

根据所述第三本振信号和所述估计结果对接收的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。

进一步地，根据所述多普勒信号进行多普勒频率估计，包括：

将所述多普勒信号进行模数转换得到数字化多普勒信号，并将所述数字化多普勒信号进行带通滤波；

将滤波后的所述多普勒信号进行快速离散傅里叶变换得到频域信号；

将所述频域信号进行均值计算，得到均值信号；

计算所述均值信号的最大值对应的频率值，根据所述频率值确定多普勒频率。

进一步地，通过：

f′_dop＝ω_max/2π＝2f_dop+|△f₁|+|△f₂|

得到所述多普勒信号的多普勒频率估计值f′_dop；其中，F_fd,i(w)为与频域信号F_fd相邻的第i道频率信号，N为平均次数，f_dop为收发组网雷达的相对运动引起的多普勒频率，△f₁为雷达发射端的频率跟踪随机误差，△f₂为雷达接收端的频率跟踪随机误差。

本发明实施例的第四方面提供了一种收发组网雷达，包括实施例的第一方面提供的任一项所述的雷达发射端，以及实施例的第二方面提供的任一项所述的雷达接收端。

本发明实施例的雷达发射端、接收端、频率同步方法和收发组网雷达与现有技术相比存在的有益效果是：雷达接收端的垂直极化天线向雷达发射端的垂直极化天线发送初始本振信号，雷达接收端的水平极化天线接收雷达发射端的水平极化天线的第二本振信号；然后对第二本振信号进行频率跟踪得到稳定本振信号，将稳定本振信号功分为第三本振信号和第四本振信号；将第四本振信号和初始本振信号混频并进行多普勒频率估计；最后根据第三本振信号和估计结果对雷达回波信号进行多普勒频率补偿，实现了对运动的收发平台引入的多普勒频率进行精确估计，并对回波信号的解调误差进行补偿，提高了收发组网雷达的频率同步性能，通过采用高隔离度的交叉极化天线进行本振信号双向传输，降低了双向频率传输过程的相互干扰；相比于传统的收发频率同步方法，本实施例具有抗干扰性好、同步精度高、成本低等优点。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种雷达发射端的结构示意图；

图2是本发明实施例提供的一种雷达接收端的结构示意图；

图3是本发明实施例提供的频率估计单元和中频信号接收机的结构示意图；

图4是本发明实施例提供的不进行雷达收发频率同步的点阵目标成像结果示意图；

图5是本发明实施例提供的不进行雷达收发频率同步的点阵目标的方位向峰值旁瓣比示意图；

图6是本发明实施例提供的雷达收发频率同步与多普勒补偿的点阵目标成像结果示意图；

图7是本发明实施例提供的雷达收发频率同步与多普勒补偿的点阵目标的方位向峰值旁瓣比示意图；

图8是本发明实施例提供的一种雷达频率同步方法的实现流程示意图；

图9是本发明实施例提供的收发组网雷达的结构示意图。

具体实施方式

以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本发明实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本发明。

为了说明本发明所述的技术方案，下面通过具体实施例来进行说明。

参见图1，为本实施例中雷达发射端的结构示意图，本实施例的雷达发射端可应用于收发组网雷达、分布式雷达和多站雷达等。为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分。

本实施例的雷达发射端主要包括：包括频率同步模块110和发射模块100。频率同步模块110包括：第一交叉极化天线、第一频率跟踪链路120和信号转发链路130。雷达发射端的垂直极化天线900与雷达接收端的垂直极化天线和第一频率跟踪链路120连接，雷达发射端的的水平极化天线800与雷达接收端的水平极化天线和信号转发链路130连接，第一频率跟踪链路120还与发射模块100和信号转发链路130均连接。

天线的极化方式在雷达领域具有非常广泛的用途，包括极化信息分解与组合、对目标分类以及对植被高度的反演等。所以本实施例利用天线交叉极化的高隔离度特性，来抑制收发组网雷达的发射端的大功率发射对本振信号接收带来的耦合干扰，并抑制本振信号双向传输过程的相互干扰，以提高收发组网雷达的频率同步精度与抗干扰能力。

具体的，参见图9，雷达发射端的的垂直极化天线900接收雷达接收端的垂直极化天线600发送的包括多普勒频率信息的初始本振信号，并将初始本振信号f_c输出给第一频率跟踪链路120；第一频率跟踪链路120对初始本振信号f_c进行频率跟踪得到第一稳定本振信号，并将第一稳定本振信号功分为第一本振信号和第二本振信号f_c1，将第一本振信号输出给发射模块100进行调制，将第二本振信号f_c1输出给信号转发链路130；信号转发链路130将第二本振信号f_c1进行滤波放大处理并输出给水平极化天线800；最后水平极化天线800将处理后的第二本振信号f_c1辐射至雷达接收端的水平极化天线700，以使雷达接收端根据接收的第二本振信号f_c1对接收的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。

本实施例的雷达发射端增加了一个第一频率跟踪链路120，为了尽量减小收发本振信号的互相干扰，第一频率跟踪链路120包含一对交叉极化天线，垂直极化天线900接收雷达接收端的初始本振信号f_c，水平极化天线800发送第二本振信号f_c1给雷达接收端，这两个本振信号的频率差为多普勒频率，具有抗干扰性好、同步精度高、成本低的优点，使得雷达接收端根据第二本振信号f_c1进行多普勒频率精确估计，对雷达回波信号的解调误差进行补偿，提高频率同步性能。

可选的，参见图1，发射模块100可以包括：雷达中频信号发生器1001、混频器1002、带通滤波器1003、功率放大器1004和雷达发射天线200。雷达中频信号发生器1001产生雷达中频信号，混频器1002将雷达中频信号调制到雷达工作的射频频段，带通滤波器1003抑制雷达工作频段以外信号的干扰，功率放大器1004对雷达信号进行功率放大，对雷达发射天线200馈电，最后雷达发射天线200将大功率雷达信号向探测区域进行定向辐射。

实际应用中，雷达接收端的垂直极化天线将初始本振信号f_c辐射至雷达发射端，雷达发射端对初始本振信号f_c进行接收、频率跟踪与转发，通过水平极化天线将第二本振信号f_c1辐射给雷达接收端，同时发射模块100的发射调制电路产生并调制雷达中频信号，根据第一本振信号和雷达中频信号混频，混频后的信号依次进行带通滤波和功率放大得到雷达信号，雷达发射天线将雷达信号向探测场景进行辐射。然后雷达接收端对探测场景的雷达回波进行接收，然后对雷达回波信号进行放大、解调与采样接收，以及对第二本振信号f_c1进行接收与频率跟踪，估计多普勒信号的频率，实现了多普勒频率的精确估计，对雷达回波信号的解调误差进行补偿，提高频率同步性能。

可选的，第一交叉极化天线的隔离度大于50dB，带宽大于5MHz，两个极化天线的驻波比均小于2。第一交叉极化天线的隔离度优于50dB，可以尽可能的减小水平极化天线800(或垂直极化天线900)发射给水平极化天线700(或垂直极化天线600)接收带来的耦合干扰；第一交叉极化天线的中心频率为初始本振信号频率，天线带宽大于收发组网雷达相对运动引入的多普勒频率的四倍即可，一般大于5MHz；两个极化天线的驻波比均优于2，提高匹配度。

可选的，收发组网雷达在探测或成像期间，雷达发射端和接收端的两个垂直极化天线之间一直传输本振信号，雷达发射端的垂直极化天线900三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益根据收发组网雷达的收发平台间距设置，一般大于5dB；收发组网雷达在探测或成像期间，雷达发射端和接收端的两个水平极化天线之间一直传输本振信号，雷达发射端的水平极化天线800三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益根据收发组网雷达的收发平台间距设置，一般大于5dB，增加信号强度，提高信号接收的精准度。

进一步地，参见图1，本实施例的第一频率跟踪链路120可以包括：带通滤波器1101、低噪放大器1102、低噪放大器1105、频率跟踪单元1103和功分器1104。带通滤波器1101的输入端与第一交叉极化天线的垂直极化天线连接，带通滤波器1101的输出端与低噪放大器1102的输入端连接；低噪放大器1102的输出端与频率跟踪单元1103的输入端连接；频率跟踪单元1103的输出端与功分器1104的输入端连接；功分器1104的第一输出端与通过低噪放大器1105与发射模块100连接，功分器1104的第二输出端与信号转发链路连接。

带通滤波器1101对垂直极化天线接收的初始本振信号f_c进行带外信号干扰抑制，低噪声放大器1102对较弱的本振信号进行放大，频率跟踪单元1103对本振信号进行频率跟踪，得到第一稳定本振信号(含多普勒频率信息)；功分器1104将第一稳定本振信号分成两路，一路经过低噪声放大器1105发送给发射模块，以使发射模块对雷达信号进行调制，另一路需转发至雷达接收端，即第二本振信号f_c1进行带通滤波与功率放大后，馈电给水平极化天线并发送至雷达接收端；其中，低噪声放大器1105对提取的本振信号进行放大。

本实施例的信号转发链路130可以包括：带通滤波器1106和功率放大器1107；带通滤波器1106的输入端与功分器1104的第二输出端连接，带通滤波器1106的输出端与功率放大器1107的输入端连接；功率放大器1107的输出端与水平极化天线800连接。

带通滤波器1106对提取的本振信号进行带外信号干扰抑制，功率放大器1107对本振信号进行功率放大后，馈电给水平极化天线。雷达发射端提取的本振信号f_c1与雷达接收端中的初始本振信号f_c的关系为：

f_c1＝f_c+f_dop+△f₁

其中，f_dop为由于收发组网雷达的相对运动引起的多普勒频率，△f₁为雷达发射端的频率跟踪随机误差(优于50Hz)。

上述实施例的雷达发射端，增加了包括一对交叉极化天线的第一频率跟踪链路120，交叉极化天线分别用于本振信号的大功率发射与微弱本振信号(含多普勒信号)接收，由于交叉极化天线的高隔离度，极大的降低了微弱本振信号接收时的耦合干扰，从而提高了本振信号频率跟踪性能，同时在保证优于100Hz级的频率同步精度的同时，大大降低了收发频率同步成本。

参见图2，本实施例还提供了一种雷达接收端，包括频率同步模块500和接收模块400。频率同步模块500包括：第二交叉极化天线、本振信号发生链路501、第二频率跟踪链路502和频率估计链路503；第二交叉极化天线的垂直极化天线600与雷达发射端的垂直极化天线900和本振信号发生链路501连接，第二交叉极化天线的水平极化天线700与雷达发射端的水平极化天线800和第二频率跟踪链路502连接，第二频率跟踪链路502和本振信号发生链路501还均与频率估计链路503连接。

具体的，雷达接收端的垂直极化天线600将本振信号发生链路501输出的初始本振信号发送给雷达发射端的垂直极化天线900，雷达接收端的水平极化天线700接收雷达发射端的水平极化天线800发送的第二本振信号，并输出给第二频率跟踪链路502，第二本振信号为雷达发射端根据初始本振信号进行频率跟踪并功分得到的本振信号；然后第二频率跟踪链路502对第二本振信号进行频率跟踪得到第二稳定本振信号，并将第二稳定本振信号功分为第三本振信号和第四本振信号，将第三本振信号输出给接收模块400进行混频，将第四本振信号输出给本振信号发生链路501，本振信号发生链路501还将第四本振信号和初始本振信号进行混频得到多普勒信号输出给频率估计链路；最后频率估计链路503根据多普勒信号进行多普勒频率估计，将估计结果发送给接收模块400，以使接收模块400根据第三本振信号和估计结果对接收的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。

在一个实施例中，参见图2，接收模块400可以包括雷达接收天线300、低噪放大器4001、带通滤波器4002、混频器4003、带通滤波器4004以及中频信号接收机4005。雷达接收天线300对探测区域的目标微弱回波信号进行定向高增益接收，低噪放大器4001对微弱回波信号进行放大，实现补偿信号的双程衰减，带通滤波器4002对雷达工作频带外的信号进行抑制，混频器4003根据第三本振信号将雷达回波信号从射频段解调至中频信号，带通滤波器4004抑制中频信号以外的信号干扰，最后中频信号接收机4005对中频信号进行采样接收，并根据多普勒频率估计结果在数字域中对采样后的中频信号进行多普勒信号补偿。

可选的，本实施例的第二交叉极化天线的隔离度大于50dB，带宽大于5MHz，两个极化天线的驻波比均小于2；雷达接收端的垂直极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB；雷达接收端的水平极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB。

进一步地，参见图2，本实施例的本振信号发生链路501包括：功率放大器5001、带通滤波器5002、本振信号发生器5003和混频器5004；功率放大器5001的输出端与垂直极化天线600连接，功率放大器5001的输入端与带通滤波器5002的输出端连接；带通滤波器5002的输入端与本振信号发生器5003的第一输出端连接；本振信号发生器5003的第二输出端与混频器5004的第一输入端连接；混频器5004的第二输入端与第二频率跟踪链路502连接，混频器5004的输出端与频率估计链路503连接。

本振信号发生器5003产生雷达信号调制与解调时需要的本振信号，即可以产生两路相同的本振信号f_c，一路通过第一带通滤波器与功率放大器后馈电给垂直极化天线，另一路与接收到的含多普勒频率的第四本振信号进行混频，用于提取出多普勒信号。带通滤波器5002对初始本振信号f_c进行带外信号干扰抑制，功率放大器5001对初始本振信号f_c进行功率放大后，馈电给第二交叉极化天线的垂直极化天线；混频器5004将初始本振信号f_c与第二频率跟踪链路502的本振信号f_c2进行混频，提取出多普勒信号f_d。

可选的，第二频率跟踪链路502可以包括：带通滤波器5009、低噪放大器5010、频率跟踪单元5011和功分器5012；带通滤波器5009的输入端与水平极化天线700连接，带通滤波器5009的输出端与低噪放大器5010的输入端连接；低噪放大器5010的输出端与频率跟踪单元5011的输入端连接；频率跟踪单元5011的输出端与功分器5012的输入端连接；功分器5012的第一输出端与接收模块400连接，功分器5012的第二输出端与混频器5004的第二输入端连接。

第二频率跟踪链路502获得雷达发射端的第二本振信号f_c1，带通滤波器5009对第二本振信号f_c1进行带外信号干扰抑制，低噪声放大器5010进行放大，频率跟踪单元5011进行频率跟踪，输出第二稳定本振信号f_c2(含两倍的多普勒频率)；功分器5012将第二稳定本振信号f_c2分成两路，一路通过低噪声放大器5013发送给接收模块400进行解调，低噪声放大器5013对本振信号进行放大，以满足雷达回波信号解调时的本振信号功率要求，另一路用于估计多普勒信号频率，混频器5004将初始本振信号f_c与第二频率跟踪链路502的第四本振信号进行混频，提取出多普勒信号f_d。

具体的，第二稳定本振信号f_c2与初始本振信号f_c的关系为：

f_c2＝f_c+f_d+△f₁+△f₂

f_d＝2f_dop

其中，f_dop为由于收发组网雷达的相对运动引起的多普勒频率，△f₁为雷达发射端的频率跟踪随机误差(优于50Hz)，△f₂为雷达接收端的频率跟踪随机误差(优于50Hz)。

可选的，频率估计链路503可以包括：低通滤波器5005、低噪放大器5006、ADC和频率估计单元5008；低通滤波器5005的输入端与混频器5004的输出端连接，低通滤波器5005的输出端与低噪放大器5006的输入端连接；低噪放大器5006的输出端与ADC的输入端连接；ADC的输出端与频率估计单元5008的输入端连接；频率估计单元5008的输出端与接收模块400连接。

具体的，混频器5004将初始本振信号f_c与第四本振信号进行混频，提取出多普勒信号f_d，低通滤波器5005对混频后的多普勒信号f_d进行提取，滤除高频的信号干扰，低噪声放大器5006对多普勒信号f_d进行放大，再通过低速高精度的ADC(模数转换器)对放大后的多普勒信号f_d进行高精度采样量化，得到数字域的多普勒信号，并在频率估计单元5008中计算出多普勒信号的频率；最后在数字域对解调后的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。可选的，频率估计单元可以为基于FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)的频率估计单元。

其中，多普勒频率为：

式中v为收发组网雷达的相对运动速度，λ为初始本振信号f_c对应的波长。

综上，本实施例对雷达中频信号的调制采用了提取的本振信号f_c1，对雷达回波信号的解调采用了雷达接收端提取的本振信号f_c2，因此，收发组网雷达的调制与解调的本振信号差为：

△f_c＝f_c2-f_c1＝f_dop+△f₂

其中，f_dop为由于收发组网雷达的相对运动引起的多普勒频率，一段时间内为固定值，可以通过多普勒频率估计获取，而△f₂为频率跟踪单元5008的随机频率误差，为随机变化量。

本实施例的多普勒频率估计与补偿处理均在数字域进行，多普勒频率估计可以在频率跟踪单元5008的FPGA中完成，多普勒频率补偿在中频信号接收机4005的FPGA中完成。

进一步地，频率估计单元5008具体用于：

接收ADC输出的多普勒信号，对多普勒信号进行带通滤波；将滤波后的多普勒信号进行快速离散傅里叶变换得到频域信号；将频率信号进行均值计算得到均值信号；计算均值信号的最大值对应的频率值，根据频率值确定多普勒频率的估计结果。

可选的，参见图3，频率跟踪单元5008包括：数字带通滤波器101、FFT(快速离散傅里叶变换)单元102、频域平均单元103和求频域最大值单元104。

数字带通滤波器101对采样接收的多普勒信号进行带外信号干扰抑制，得到多普勒信号S_fd(n₁)，时间序列n₁与低速高精度ADC的采样时钟周期(T_s1＝1/f_s1)对应；FFT单元102将多普勒信号变换至频域，得到频域信号F_fd(w)；频域平均单元103对频域信号进行多次累计，减小噪声影响，获得高信噪比的频域信号F′_fd(w)；求频域最大值单元104求取频域信号F′_fd(w)的最大值对应的频率值，并取ω_max＝Γ(max{F′_fd(w)})，即可获得多普勒信号f_d的多普勒频率估计值f′_dop为：

f′_dop＝ω_max/2π＝2f_dop+|△f₁|+|△f₂|

其中，频域平均可以通过：

得到频域信号F′_fd(w)，式中的F_fd,i(w)为相邻的第i道频率信号，根据收发组网雷达的相对运动速度造成的多普勒频率大小选取FFT运算点数(或时间)，平均次数N根据需要的多普勒频率更新速率进行设置。

参见图3，中频信号接收机4005包括ADC1、数字带通滤波器202、IQ解调及低通滤波单元203、数字中频本振信号产生单元204。中频信号接收机4005对雷达中频回波信号进行采样接收、IQ解调，以及多普勒频率补偿，获得最终的基带回波信号。

ADC1对中频回波信号进行采样量化，数字带通滤波器202对采样量化后的中频回波信号进行带外信号干扰抑制，得到中频回波信号r(n)，时间序列n与高速ADC1采样时钟周期(T_s2＝1/f_s2)对应；IQ解调及低通滤波单元203对中频回波信号进行IQ解调与低通滤波，获得正交的两路基带回波信号R_I(m)与R_Q(m)；数字中频本振信号产生单元204根据实际得到的多普勒频率估计值f′_dop产生正确的中频本振信号X_I(n)与X_Q(n)。

其中，数字中频本振信号产生单元204产生的两路正交本振信号X_I(n)与X_Q(n)，需根据多普勒信号频率进行实时调整，其数字域表达式为：

X_I(n)＝cos(2π·(f_{IF_C}+f′_dop/2)·n)

X_Q(n)＝-sin(2π·(f_{IF_C}+f′_dop/2)·n)

式中，f_{IF_c}为中频本振信号，X_I(n)与X_Q(n)为包括多普勒频率补偿的信号。则经过IQ解调及低通滤波后的基带信号数字域表达式为：

式中，h(k)为数字低通滤波器的时间序列，

为卷积符号，m、n、k均与ADC1的采样时钟周期对应。

综上，利用多普勒信号的多普勒频率估计值f′_dop对雷达回波的频率偏移△f_c进行频率补偿，则该方法的频率同步精度可表示为

示例性的，收发组网雷达的中心频率为9.6GHz，频率带宽为100MHz，由于收发组网雷达的相对运动(径向相对速度为80m/s)引入的多普勒频率f_dop为5.12kHz，若不采用频率同步方法，对点阵目标的SAR成像结果(出现方位向严重散焦)如图4所示，方位向的峰值旁瓣比(旁瓣电平约-7dB)如图5所示。图6与图7为采用了本发明提出收发组网雷达的频率同步方法后，频率同步精度为0.046kHz(为频率跟踪链路的随机频率误差△f₂)，相同参数下的点阵目标SAR成像结果(方位向散焦得到较好抑制)与方位向峰值旁瓣比(旁瓣电平约-17dB)。可以看出，该实施例能实现优于100Hz的频率同步精度，同时具有抗干扰性好、低成本、系统结构简单等优势。

上述实施例的雷达接收端，增加第二交叉极化天线用于本振信号的大功率发射与微弱本振信号接收，由于交叉极化天线的高隔离度，极大的降低了微弱本振信号接收时的耦合干扰，从而提高了本振信号频率跟踪性能，以及在保证优于100Hz级的频率同步精度的同时，大大降低了收发频率同步成本；同时利用雷达接收端的本振信号发生器5003输出本振信号，与第二交叉极化天线接收到的第二本振信号进行射频域混频，得出频率较低的多普勒信号，通过低速高精度ADC采样与多普勒频率估计，可以在数字域中快速准确的估计出多普勒频率信息，可以实时更新由于收发组网雷达相对运动引入的多普勒频率信息，并对解调后的雷达回波信号进行频率补偿。

参见图8，本实施例还提供了一种雷达频率同步方法，适于雷达接收端一侧，具体如下：

步骤S801，通过雷达接收端的垂直极化天线向雷达发射端的垂直极化天线发送初始本振信号，并通过雷达接收端的水平极化天线接收所述雷达发射端的水平极化天线的第二本振信号，所述第二本振信号为所述雷达发射端根据所述初始本振信号进行频率跟踪并功分得到的本振信号。

步骤S802，对所述第二本振信号进行频率跟踪得到第二稳定本振信号，并将所述第二稳定本振信号功分为第三本振信号和第四本振信号。

步骤S803，将所述第四本振信号和所述初始本振信号进行混频得到多普勒信号，并根据所述多普勒信号进行多普勒频率估计。

其中，所述多普勒信号的频率可以为多普勒频率的两倍。

步骤S804，根据所述第三本振信号和所述估计结果对接收的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。

进一步地，根据所述多普勒信号进行多普勒频率估计的具体实现流程包括：接收ADC输出的多普勒信号，对多普勒信号进行带通滤波；将滤波后的多普勒信号进行快速离散傅里叶变换得到频域信号；将频率信号进行均值计算得到均值信号，均值信号为高信噪比信号；计算均值信号的最大值对应的频率值，根据频率值确定多普勒频率的估计结果。

可选的，通过

ω_max＝Γ(max{F_f'_d(w)})

f′_dop＝ω_max/2π＝2f_dop+|△f₁|+|△f₂|

得到多普勒信号的频率估计值f′_dop；其中，F_fd,i(w)为相邻的第i道频率信号，根据收发组网雷达的相对运动速度造成的多普勒频率大小选取FFT运算点数(或时间)，平均次数N根据需要的多普勒频率更新速率进行设置，f_dop为由于收发组网雷达的相对运动引起的多普勒频率，△f₁为雷达发射端的频率跟踪随机误差(优于50Hz)，△f₂为雷达接收端的频率跟踪随机误差(优于50Hz)。

上述方法中，由于交叉极化天线的高隔离度，极大的降低了微弱本振信号接收时的耦合干扰，从而提高了本振信号频率跟踪性能，以及在保证优于100Hz级的频率同步精度的同时，大大降低了收发频率同步成本；同时将初始本振信号与接收到的第四本振信号进行射频域混频，得出频率较低的多普勒信号，再通过数字化采样与多普勒频率估计，可以在数字域中快速准确的估计出多普勒频率信息，可以实时更新由于收发组网雷达相对运动引入的多普勒频率信息，并对解调后的雷达回波信号进行频率补偿。

本实施例还提供了一种收发组网雷达，如图9所示，包括如上述实施例中任一种所述的雷达发射端，以及上述实施例中任一种所述的雷达接收端，也具有上述雷达发射端和雷达接收端的任一种有益效果。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (17)

1.一种雷达发射端，包括频率同步模块和发射模块，其特征在于，所述频率同步模块包括：第一交叉极化天线、第一频率跟踪链路和信号转发链路；所述第一交叉极化天线的垂直极化天线与雷达接收端的垂直极化天线和所述第一频率跟踪链路连接，所述第一交叉极化天线的水平极化天线与雷达接收端的水平极化天线和信号转发链路连接，所述第一频率跟踪链路还与所述发射模块和所述信号转发链路连接；

所述第一交叉极化天线的垂直极化天线用于接收所述雷达接收端的垂直极化天线发送的包括多普勒频率信息的初始本振信号，并将所述初始本振信号输出给所述第一频率跟踪链路；

所述第一频率跟踪链路用于对所述初始本振信号进行频率跟踪得到第一稳定本振信号，并将所述第一稳定本振信号功分为第一本振信号和第二本振信号，将所述第一本振信号输出给所述发射模块进行调制，将所述第二本振信号输出给所述信号转发链路；

所述信号转发链路用于将所述第二本振信号进行滤波放大处理并输出给所述第一交叉极化天线的水平极化天线；

所述第一交叉极化天线的水平极化天线用于将处理后的所述第二本振信号辐射至所述雷达接收端的水平极化天线，以使所述雷达接收端根据接收的所述第二本振信号对接收的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。

2.如权利要求1所述的雷达发射端，其特征在于，所述初始本振信号和所述第二本振信号的频率差为多普勒频率。

3.如权利要求1所述的雷达发射端，其特征在于，所述第一交叉极化天线的隔离度大于50dB，带宽大于5MHz，两个极化天线的驻波比均小于2。

4.如权利要求1所述的雷达发射端，其特征在于，所述第一交叉极化天线的垂直极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB；

所述第一交叉极化天线的水平极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB。

5.如权利要求1至4任一项所述的雷达发射端，其特征在于，所述第一频率跟踪链路包括：第一带通滤波器、第一低噪放大器、第二低噪放大器、频率跟踪单元和功分器；

所述第一带通滤波器的输入端与所述第一交叉极化天线的垂直极化天线连接，所述第一带通滤波器的输出端与所述第一低噪放大器的输入端连接；所述第一低噪放大器的输出端与所述频率跟踪单元的输入端连接；所述频率跟踪单元的输出端与所述功分器的输入端连接；所述功分器的第一输出端与通过所述第二低噪放大器与所述发射模块连接，所述功分器的第二输出端与所述信号转发链路连接。

6.如权利要求5所述的雷达发射端，其特征在于，所述信号转发链路包括：第二带通滤波器和功率放大器；

所述第二带通滤波器的输入端与所述功分器的第二输出端连接，所述第二带通滤波器的输出端与所述功率放大器的输入端连接；所述功率放大器的输出端与所述第一交叉极化天线的水平极化天线连接。

7.一种雷达接收端，包括频率同步模块和接收模块，其特征在于，所述频率同步模块包括：第二交叉极化天线、本振信号发生链路、第二频率跟踪链路和频率估计链路；所述第二交叉极化天线的垂直极化天线与雷达发射端的垂直极化天线和所述本振信号发生链路连接，所述第二交叉极化天线的水平极化天线与雷达发射端的水平极化天线和所述第二频率跟踪链路连接，所述第二频率跟踪链路和所述本振信号发生链路还均与频率估计链路连接；

所述第二交叉极化天线的垂直极化天线用于将本振信号发生链路输出的初始本振信号发送给所述雷达发射端的垂直极化天线；所述第二交叉极化天线的水平极化天线用于接收所述雷达发射端的水平极化天线发送的第二本振信号，并输出给第二频率跟踪链路；

所述第二频率跟踪链路用于对所述第二本振信号进行频率跟踪得到第二稳定本振信号，并将所述第二稳定本振信号功分为第三本振信号和第四本振信号，将所述第三本振信号输出给所述接收模块进行混频，将所述第四本振信号输出给所述本振信号发生链路；

所述本振信号发生链路还用于将所述第四本振信号和所述初始本振信号进行混频得到多普勒信号输出给所述频率估计链路；

所述频率估计链路用于根据所述多普勒信号进行多普勒频率估计，将估计结果发送给所述接收模块，以使所述接收模块根据所述第三本振信号和所述估计结果对接收的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。

8.如权利要求7所述的雷达接收端，其特征在于，所述第二交叉极化天线的隔离度大于50dB，带宽大于5MHz，两个极化天线的驻波比均小于2。

9.如权利要求7所述的雷达接收端，其特征在于，所述第二交叉极化天线的垂直极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB；

所述第二交叉极化天线的水平极化天线三轴姿态指向的相对误差小于0.5°，天线增益大于5dB。

10.如权利要求7至9任一项所述的雷达接收端，其特征在于，所述本振信号发生链路包括：功率放大器、第一带通滤波器、本振信号发生器和混频器；

所述功率放大器的输出端与所述第二交叉极化天线的垂直极化天线连接，所述功率放大器的输入端与所述第一带通滤波器的输出端连接；所述第一带通滤波器的输入端与所述本振信号发生器的第一输出端连接；所述本振信号发生器的第二输出端与所述混频器的第一输入端连接；所述混频器的第二输入端与所述第二频率跟踪链路连接，所述混频器的输出端与所述频率估计链路连接。

11.如权利要求10所述的雷达接收端，其特征在于，所述第二频率跟踪链路包括：第二带通滤波器、第一低噪放大器、频率跟踪单元和功分器；

所述第二带通滤波器的输入端与所述第二交叉极化天线的水平极化天线连接，所述第二带通滤波器的输出端与所述第一低噪放大器的输入端连接；所述第一低噪放大器的输出端与所述频率跟踪单元的输入端连接；所述频率跟踪单元的输出端与所述功分器的输入端连接；所述功分器的第一输出端与所述接收模块连接，所述功分器的第二输出端与所述混频器的第二输入端连接。

12.如权利要求11所述的雷达接收端，其特征在于，所述频率估计链路包括：低通滤波器、第二低噪放大器、ADC和频率估计单元；

所述低通滤波器的输入端与所述混频器的输出端连接，所述低通滤波器的输出端与所述第二低噪放大器的输入端连接；所述第二低噪放大器的输出端与所述ADC的输入端连接；所述ADC的输出端与所述频率估计单元的输入端连接；所述频率估计单元的输出端与所述接收模块连接。

13.如权利要求12所述的雷达接收端，其特征在于，所述频率估计单元具体用于：

接收所述ADC输出的多普勒信号，对所述多普勒信号进行带通滤波；

将滤波后的所述多普勒信号进行快速离散傅里叶变换得到频域信号；

将所述频域信号进行均值计算，得到均值信号；

计算所述均值信号的最大值对应的频率值，根据所述频率值确定多普勒频率。

14.一种雷达频率同步方法，其特征在于，包括：

通过雷达接收端的垂直极化天线向雷达发射端的垂直极化天线发送初始本振信号，并通过雷达接收端的水平极化天线接收所述雷达发射端的水平极化天线的第二本振信号，所述第二本振信号为所述雷达发射端根据所述初始本振信号进行频率跟踪并功分得到的本振信号；

对所述第二本振信号进行频率跟踪得到第二稳定本振信号，并将所述第二稳定本振信号功分为第三本振信号和第四本振信号；

将所述第四本振信号和所述初始本振信号进行混频得到多普勒信号，并根据所述多普勒信号进行多普勒频率估计；

根据所述第三本振信号和所述估计结果对接收的雷达回波信号进行多普勒频率补偿。

15.如权利要求14所述的雷达频率同步方法，其特征在于，根据所述多普勒信号进行多普勒频率估计，包括：

将所述多普勒信号进行模数转换得到数字化多普勒信号，并将所述数字化多普勒信号进行带通滤波；

将滤波后的所述多普勒信号进行快速离散傅里叶变换得到频域信号；

将所述频域信号进行均值计算，得到均值信号；

计算所述均值信号的最大值对应的频率值，根据所述频率值确定多普勒频率。

16.如权利要求15所述的雷达频率同步方法，其特征在于，通过：

ω_max＝Γ(max{F′_fd(w)})

f′_dop＝ω_max/2π＝2f_dop+|△f₁|+|△f₂|

得到所述多普勒信号的多普勒频率估计值f′_dop；其中，F_fd,i(w)为与频域信号F_fd相邻的第i道频率信号，N为平均次数，f_dop为收发组网雷达的相对运动引起的多普勒频率，△f₁为雷达发射端的频率跟踪随机误差，△f₂为雷达接收端的频率跟踪随机误差。

17.一种收发组网雷达，其特征在于，包括如权利要求1至6任一项所述的雷达发射端，以及如权利要求7至13任一项所述的雷达接收端。

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