CN111446875A - 一种压电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法 - Google Patents

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CN111446875A CN202010329491.XA CN202010329491A CN111446875A CN 111446875 A CN111446875 A CN 111446875A CN 202010329491 A CN202010329491 A CN 202010329491A CN 111446875 A CN111446875 A CN 111446875A
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Abstract

一种压电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法，涉及两相致动单元的电源驱动技术。本发明是解决了传统推挽逆变拓补结构效率低、电流尖峰大的问题。所提出的方法通过在推挽逆变电路中引入两个Snubber电容，并通过优化设计匹配电感感值、Snubber电容容值和死区时间，使得电感和Snubber电容间出现谐振，实现推挽逆变电路中功率管的零电压零电流开关，使开关损耗降至为零，进而较大程度地提升了逆变电路的效率。本发明两相推挽逆变的两个信号输入端连接电网，两相全桥逆变电路的两个信号输出端分别连接匹配电路的两个信号输入端，匹配电路的输出端分别用于连接两相电机。

Description

一种压电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法
技术领域
本发明涉及两相致动单元的电源驱动技术，更具体地说，涉及用于控制两相电机的压 电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法；本发明的方案特别适用于对各型两相电机 驱动电路的优化设计中。
背景技术
压电致动单元已广泛应用于航空航天装备、精密测量仪器、粒子加速器等高精尖科研 设备中，具有高位移灵敏度、高定位精度和输入电源切断时的高静止保持力等突出优点， 被认为是传统电磁电机的优秀替代品。
压电致动单元工作过程中需要使用功率放大电路获得足够的输入功率。与线性功率放 大电路相比，逆变型功率放大电路具有体积小、效率高等优点，但当开关频率较高时，较 高的开关损耗较大程度地限制着逆变型功率放大电路效率的进一步提升。对于压电致动单 元而言，其工作频率往往较高，常高于20kHz甚至达到兆赫兹级，因此，对于压电致动单 元驱动电源而言，如何降低逆变电路的开关损耗是一个亟待解决的问题。
本发明在推挽逆变电路中引入两个Snubber电容，并通过优化设计匹配电感感值、Snubber电容容值和死区时间，使得电感和Snubber电容间出现谐振，实现推挽逆变电路 中功率管的零电压零电流开关，使开关损耗降至为零，进而较大程度地提升了逆变电路的 效率。
发明内容
本发明是为了降低传统推挽逆变拓补结构效率低、电流尖峰大的问题。一种压电致动 单元逆变型功率放大电路效率提升方法，其特征在于，由包含Snubber电路的推挽逆变电 路(101)、匹配电路(102)串联电感感值的计算方法、Snubber电容(103)容值的计算方法和开关死区时间大小的计算方法组成。
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)由四个功率开关管和两个Snubber电容(102) 所组成，具体包括一号MOS管(Q1)、二号MOS管(Q2)、三号MOS管(Q3)、四号MOS管(Q4)、一号Snubber电容(CQ2)、二号Snubber电容(CQ4)、一号变压器(TA)和二号变压器(TB)，
一号MOS管(Q1)的源极、二号MOS管(Q2)的源极、三号MOS管(Q3)的源极、四号 MOS管(Q4)的源极、一号缓冲电容(CQ2)的一端和二号缓冲电容(CQ4)的一端相连，与推 挽逆变电路(101)的直流母线负极相连，
一号变压器(TA)初级绕组中间抽头和二号变压器(TB)初级绕组中间抽头与推挽逆变 电路(101)的直流母线正极相连，
一号MOS管(Q1)的漏级和一号变压器(TA)初级绕组的一端相连，一号变压器(TA)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第一电压输出端，
二号MOS管(Q2)的漏级、一号缓冲电容(CQ2)的另一端和一号变压器(TA)初级绕组的另一端相连，一号变压器(TA)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第二电压输出端，
三号MOS管(Q3)的漏级和二号变压器(TB)初级绕组的一端相连，二号变压器(TB)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第三电压输出端，
四号MOS管(Q4)的漏级、二号缓冲电容(CQ4)的另一端和二号变压器(TB)初级绕组的另一端相连，二号变压器(TB)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第四电压输出端，
所述推挽逆变电路(101)的第一电压输出端和第二电压输出端之间的电压作为两相负 载的一相输入电压，
所述推挽逆变电路(101)的第三电压输出端和第四电压输出端之间的电压作为两相负 载的另一相输入电压。
两相负载可为两相电磁电机、连有匹配电路的两相超声电机或两相压电换能器等两相 电感型、电容型或电阻型负载。
根据DC/AC逆变器电流尖峰抑制方法，其特征在于匹配电路(102)包括一号电感(LA) 和二号电感(LB)，
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)的第一电压输出端连接一号电感(LA)的一 端，一号电感(LA)的另一端作为匹配电路(102)的第一电压输出端，
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)的第三电压输出端作为匹配电路(102)的第三电压输出端，
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)的第二电压输出端连接二号电感(LB)的一 端，二号电感(LB)的另一端作为匹配电路(102)的第二电压输出端，
所述匹配电路(102)的第一电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的 电压作为两相超声电机/压电传感器的两相电压，
所述匹配电路(102)的第二电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的 电压作为两相超声电机/压电传感器的另两相信号。
在匹配电路(102)中，一号电感(LA)和二号电感(LB)均由电感量L表示：
L＝(CdRm 2LmCm/(LmCm+Cd 2Rm 2))×(1+αL),
其中，
Rm＝1/(max(G)-min(G))，
Figure BDA0002464434950000034
Cm＝1/(Lmωr 2)，
Cd＝(max(B)+min(B))/(2ωr)，
其中αL为电感的剩余系数，
Figure BDA0002464434950000031
表示电导，
Figure BDA0002464434950000032
表示电纳，|Y| 和
Figure BDA0002464434950000033
是导纳的绝对值和相位，可以通过阻抗分析仪直接测量，ω(·)是输出(·)条件下的角 频率的函数，ωr表示谐振频率。有关剩余电感系数αL的设计需要平衡导通损耗与开关损耗 之间的矛盾，αL过大会引起较大的导通损耗，αL过小会引起较大的开关损耗，该参数典型 值可取0.1。
根据DC/AC逆变器电流尖峰抑制方法，其特征在于，一号Snubber电容(CQ2)和二号Snubber电容(CQ4)电容值的计算方法，
在Snubber电容(103)中一号缓冲电容(CQ2)和二号缓冲电容(CQ4)的电容值相等，由C表示，表达式为：
C＞max(10COSS，4/REωE)，
其中，
RE＝RmLmCm/(nT 2(LmCm+Cd 2Rm 2))，
ωE＝1/(αLCdRm)，
其中，COSS表示电源开关的输出电容,αL为电感的剩余系数,nT为变压器匝数比,
如果选择输出电容较小的开关，其电容满足COSS＞＞0.4/(REωE)，则C的电容表示为： C＝4/(REωE)×(1+αC),
其中αC是剩余电容系数。有关剩余电容系数αC的设计需要平衡导通损耗与开关损耗之 间的矛盾，αC过大会引起较大的导通损耗，αC过小会引起较大的开关损耗，该参数典型值 可取0.1。
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)，其特征在于，具有特定的死区时间td和延 迟时间tdlt，其中死区时间td由td1和td2共同组成，可以描述如下：
td＝td1+td2＝1/ωE+1/(2ω0)，
延迟时间tdlt可以描述如下：
tdlt＝TS/4-td,
其中TS是输出电流的周期。
本发明的有益效果为：采用了新型的两相推挽逆变拓扑结构，通过合理选择匹配电感 感值、Snubber电容容值、死区时间大小和延迟时间大小，可保证电感与Snubber电容间 存在谐振，进而使得逆变电源开关管工作过程中表现为零电压零电流开关，使得电流尖峰 大大降低。与现有驱动方案相比，输出电流谐波更少、效率更高。
另外，包含Snubber电路的推挽逆变电路根据所接入电机电气特性的不同，连接方式 也不同。当需要接入电磁电机时，则可使包含Snubber电路的推挽逆变电路的两相电压直 接与电机连接；当需要接入超声电机或压电换能器时，包含Snubber电路的推挽逆变电路 的两相电压通过匹配电路接入电机。具有包含Snubber电路的推挽逆变电路可用于多种两 相超声/压电传感器驱动电路设计中，例如旋转型行波超声电机、直线型行波超声电机、纵 扭复合型超声电机、两相电磁电机、压电传感器等两相致动器的驱动电路中，具有高效率、 损耗小、成本低、性能稳定、易于实现等优点。
附图说明
图1包含Snubber电路的推挽逆变电路的原理示意图；
图2为变压器和匹配电感的压电器件的等效电路图；
图3为对图1所示包含Snubber电路的推挽逆变电路中单相输出电压进行控制时的波 形示意图。
具体实施方式
具体实施方式一：一种压电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法，其特征在于， 由包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)、匹配电路(102)串联电感感值的计算方法、 Snubber电容(103)容值的计算方法和开关死区时间大小的计算方法组成。
具体实施方式二：本实施方式是对具体实施方式一所述的一种压电致动单元逆变型功 率放大电路效率提升方法作进一步说明，参照图1具体说明本实施方式，本实施方式所述 的包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)由四个功率开关管和两个Snubber电容(102) 所组成，具体包括一号MOS管(Q1)、二号MOS管(Q2)、三号MOS管(Q3)、四号MOS管(Q4)、一号Snubber电容(CQ2)、二号Snubber电容(CQ4)、一号变压器(TA)和二号变压器(TB)，
一号MOS管(Q1)的源极、二号MOS管(Q2)的源极、三号MOS管(Q3)的源极、四号 MOS管(Q4)的源极、一号缓冲电容(CQ2)的一端和二号缓冲电容(CQ4)的一端相连，与推 挽逆变电路(101)的直流母线负极相连，
一号变压器(TA)初级绕组中间抽头和二号变压器(TB)初级绕组中间抽头与推挽逆变 电路(101)的直流母线正极相连，
一号MOS管(Q1)的漏级和一号变压器(TA)初级绕组的一端相连，一号变压器(TA)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第一电压输出端，
二号MOS管(Q2)的漏级、一号缓冲电容(CQ2)的另一端和一号变压器(TA)初级绕组的另一端相连，一号变压器(TA)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第二电压输出端，
三号MOS管(Q3)的漏级和二号变压器(TB)初级绕组的一端相连，二号变压器(TB)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第三电压输出端，
四号MOS管(Q4)的漏级、二号缓冲电容(CQ4)的另一端和二号变压器(TB)初级绕组的另一端相连，二号变压器(TB)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第四电压输出端，
所述推挽逆变电路(101)的第一电压输出端和第二电压输出端之间的电压作为两相负 载的一相输入电压，
所述推挽逆变电路(101)的第三电压输出端和第四电压输出端之间的电压作为两相负 载的另一相输入电压。
两相负载可为两相电磁电机、连有匹配电路的两相超声电机或两相压电换能器等两相 电感型、电容型或电阻型负载。
本实施方式中，具有以下假设：所有有源电源开关都是并联体二极管和输出电容的理 想选择,与缓冲电容器CQ2和CQ6引入的电容相比，输出电容足够小，因此它们对开关上升 和下降时间的影响可以忽略不计；
LEA和LEB，REA和REB之间的差异都被忽略，其值因此分别用LE和RE表示；除了图2中的所 有组件都被忽略。
本实施方式中，针对图1所示电路，可对变压器和匹配电感的压电器件进行图2所示 的等效后，将其制成集成电路，即可得到一种用于驱动两相超声/压电传感器的逆变模块。
具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式二所述的包含Snubber电路的推挽逆 变电路作进一步说明，本实施方式中，对八个功率开关管基极处施加的开关控制逻辑：
一号功率开关管(Q1)与二号功率开关管(Q2)的开关状态之间存在特定死区时间，三 号功率开关管(Q3)与四号功率开关管(Q4)的开关状态之间存在同样的特定死区时间，
一号功率开关管(Q1)、二号功率开关管(Q2)、三号功率开关管(Q3)和四号功率开关管(Q4)在每个逆变周期内均有且只有一次开通或一次关断。
本实施方式中，从图3可以看出，为了避免由于开关次数的增加而使得开关损耗也相 应的增加，所述的图1两相推挽逆变驱动电路中的四个功率开关管，在每个电信号周期内 每个开关管有且仅有一次开通，并且有且仅有一次关断，进而可保证在逆变周期内，其与 现有的推挽式驱动电源中率开关开通及关断次数相同。
具体实施方式四：本实施方式是对具体实施方式一所述的一种压电致动单元逆变型功 率放大电路效率提升方法作进一步说明，参照图1具体说明本实施方式，本实施方式中， 一种超声电机零电压-零电流软开关式驱动方法还包括匹配电路(102)，
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)的第一电压输出端连接一号电感(LA)的一 端，一号电感(LA)的另一端作为匹配电路(102)的第一电压输出端，
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)的第三电压输出端作为匹配电路(102)的第三电压输出端，
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)的第二电压输出端连接二号电感(LB)的一 端，二号电感(LB)的另一端作为匹配电路(102)的第二电压输出端，
所述匹配电路(102)的第一电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的 电压作为两相超声电机/压电传感器的两相电压，
所述匹配电路(102)的第二电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的 电压作为两相超声电机/压电传感器的另两相信号。
本实施方式中，根据负载电气特性不同时，输出功率电压与电机间的连接方式为直接 连接或经由匹配电路与电机连接，
当负载电气特性呈感性或阻性时，两相推挽逆变电路与负载直接连接，此时两相推挽 逆变电路连接的是电磁电机。
当负载电气特性呈容性时，两相推挽逆变电路与负载之间，通过匹配电路连接，该负 载为两相超声电机/压电传感器。
具体实施方式五：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式四所 述的匹配电路作进一步说明，匹配电路(102)中一号电感(LA)、二号电感(LB)电感量的计算方法，
在匹配电路(102)中，一号电感(LA)和二号电感(LB)均由电感量L表示：
L＝(CdRm 2LmCm/(LmCm+Cd 2Rm 2))×(1+αL),
其中，
Rm＝1/(max(G)-min(G))，
Figure BDA0002464434950000064
Cm＝1/(Lmωr 2)，
Cd＝(max(B)+min(B))/(2ωr)，
其中αL为电感的剩余系数，
Figure BDA0002464434950000061
表示电导，
Figure BDA0002464434950000062
表示电纳，|Y| 和
Figure BDA0002464434950000063
是导纳的绝对值和相位，可以通过阻抗分析仪直接测量，ω(·)是输出(·)条件下的角 频率的函数，ωr表示谐振频率。有关剩余电感系数αL的设计需要平衡导通损耗与开关损耗 之间的矛盾，αL过大会引起较大的导通损耗，αL过小会引起较大的开关损耗，该参数典型 值可取0.1。
具体实施方式六：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式二或 具体实施方式三包含Snubber电路的推挽逆变电路作进一步说明，一号缓冲电容(CQ2)和二号缓冲电容(CQ4)电容值的计算方法，
在包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)中一号缓冲电容(CQ2)和二号缓冲电容(CQ4) 由电容值C均匀地表示：
C＞max(10COSS，4/REωE)，
其中，
RE＝RmLmCm/(nT 2(LmCm+Cd 2Rm 2))，
ωE＝1/(αLCdRm)，
其中，COSS表示电源开关的输出电容,αL为电感的剩余系数,nT为变压器匝数比,
如果选择输出电容较小的开关，其电容满足COSS＜＜0.4/(REωE)，则C的电容表示为：
C＝4/(REωE)×(1+αC),
其中αC是剩余电容系数。有关剩余电容系数αC的设计需要平衡导通损耗与开关损耗之 间的矛盾，αC过大会引起较大的导通损耗，αC过小会引起较大的开关损耗，该参数典型值 可取0.1。
具体实施方式六：参照图1具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式二或 具体实施方式三所述的包含Snubber电路的推挽逆变电路作进一步说明，死区时间td的计 算方法，
死区时间td由td1和td2共同组成，可以描述如下：
td＝td1+td2＝1/ωE+1/(2ω0)。

Claims (7)

1.一种压电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法，其特征在于，由包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)、匹配电路(102)串联电感感值的计算方法、Snubber电容(103)容值的计算方法和开关死区时间大小的计算方法组成。
2.根据权利要求1所述的一种压电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法，其特征在于，包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)由四个功率开关管和两个Snubber电容(102)所组成，具体包括一号MOS管(Q1)、二号MOS管(Q2)、三号MOS管(Q3)、四号MOS管(Q4)、一号Snubber电容(CQ2)、二号Snubber电容(CQ4)、一号变压器(TA)和二号变压器(TB)，
一号MOS管(Q1)的源极、二号MOS管(Q2)的源极、三号MOS管(Q3)的源极、四号MOS管(Q4)的源极、一号缓冲电容(CQ2)的一端和二号缓冲电容(CQ4)的一端相连，与推挽逆变电路(101)的直流母线负极相连，
一号变压器(TA)初级绕组中间抽头和二号变压器(TB)初级绕组中间抽头与推挽逆变电路(101)的直流母线正极相连，
一号MOS管(Q1)的漏级和一号变压器(TA)初级绕组的一端相连，一号变压器(TA)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第一电压输出端，
二号MOS管(Q2)的漏级、一号缓冲电容(CQ2)的另一端和一号变压器(TA)初级绕组的另一端相连，一号变压器(TA)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第二电压输出端，
三号MOS管(Q3)的漏级和二号变压器(TB)初级绕组的一端相连，二号变压器(TB)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第三电压输出端，
四号MOS管(Q4)的漏级、二号缓冲电容(CQ4)的另一端和二号变压器(TB)初级绕组的另一端相连，二号变压器(TB)次级绕组与此端为同名端的一端作为推挽逆变电路(101)的第四电压输出端，
所述推挽逆变电路(101)的第一电压输出端和第二电压输出端之间的电压作为两相负载的一相输入电压，
所述推挽逆变电路(101)的第三电压输出端和第四电压输出端之间的电压作为两相负载的另一相输入电压。
两相负载可为两相电磁电机、连有匹配电路的两相超声电机或两相压电换能器等两相电感型、电容型或电阻型负载。
3.根据权利要求2所述的包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)，其特征在于，对四个功率开关管基极处施加的开关控制逻辑：
一号功率开关管(Q1)与二号功率开关管(Q2)的开关状态之间存在特定死区时间，三号功率开关管(Q3)与四号功率开关管(Q4)的开关状态之间存在同样的特定死区时间，
一号功率开关管(Q1)、二号功率开关管(Q2)、三号功率开关管(Q3)和四号功率开关管(Q4)在每个逆变周期内均有且只有一次开通或一次关断。
4.根据权利要求1所述的一种压电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法，其特征在于，匹配电路(102)包括一号电感(LA)和二号电感(LB)，
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)的第一电压输出端连接一号电感(LA)的一端，一号电感(LA)的另一端作为匹配电路(102)的第一电压输出端，
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)的第三电压输出端作为匹配电路(102)的第三电压输出端，
包含Snubber电路的推挽逆变电路(101)的第二电压输出端连接二号电感(LB)的一端，二号电感(LB)的另一端作为匹配电路(102)的第二电压输出端，
所述匹配电路(102)的第一电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的电压作为两相超声电机/压电传感器的两相电压，
所述匹配电路(102)的第二电压输出端和匹配电路(102)的第三电压输出端之间的电压作为两相超声电机/压电传感器的另两相信号。
5.根据权利要求1所述的DC/AC逆变器电流尖峰抑制方法，其特征在于，匹配电路(102)中一号电感(LA)、二号电感(LB)电感量的计算方法，
在匹配电路(102)中，一号电感(LA)和二号电感(LB)均由电感量L表示：
L＝(CdRm 2LmCm/(LmCm+Cd 2Rm 2))×(1+αL),
其中，
Rm＝1/(max(G)-min(G))，
Figure FDA0002464434940000024
Cm＝1/(Lmωr 2)，
Cd＝(max(B)+min(B))/(2ωr)，
其中αL为剩余电感系数，
Figure FDA0002464434940000021
表示电导，
Figure FDA0002464434940000022
表示电纳，|Y|和
Figure FDA0002464434940000023
是导纳的绝对值和相位，可以通过阻抗分析仪直接测量，ω(·)是输出(·)条件下的角频率的函数，ωr表示谐振频率。有关剩余电感系数αL的设计需要平衡导通损耗与开关损耗之间的矛盾，αL过大会引起较大的导通损耗，αL过小会引起较大的开关损耗，该参数典型值可取0.1。
6.根据权利要求1所述的一种压电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法，其特征在于，Snubber电容(102)中一号缓冲电容(CQ2)和二号缓冲电容(CQ4)需要满足特殊的容值计算方法，
在Snubber电容(103)中一号缓冲电容(CQ2)和二号缓冲电容(CQ4)的电容值相等，由C表示，表达式为：
C＞max(10COSS，4/REωE)，
其中，
RE＝RmLmCm/(nT 2(LmCm+Cd 2Rm 2))，
ωE＝1/(αLCdRm)，
其中，COSS表示电源开关的输出电容,αL为电感的剩余系数,nT为变压器匝数比，
Figure FDA0002464434940000031
表示电导，
Figure FDA0002464434940000032
表示电纳，|Y|和
Figure FDA0002464434940000033
是导纳的绝对值和相位，可以通过阻抗分析仪直接测量，ω(·)是输出(·)条件下的角频率的函数，ωr表示谐振频率。有关剩余电感系数αL的设计需要平衡导通损耗与开关损耗之间的矛盾，αL过大会引起较大的导通损耗，αL过小会引起较大的开关损耗，该参数典型值可取0.1。如果选择输出电容较小的MOS管，其电容满足COSS＜＜0.4/(REωE)，则C的电容表示为：
C＝4/(REωE)×(1+αC),
其中αC是剩余电容系数。有关剩余电容系数αC的设计需要平衡导通损耗与开关损耗之间的矛盾，αC过大会引起较大的导通损耗，αC过小会引起较大的开关损耗，该参数典型值可取0.1。
7.根据权利要求1所述的一种压电致动单元逆变型功率放大电路效率提升方法，其特征在于，具有特定的死区时间td，
死区时间td由时间td1和td2共同组成，可以描述如下：
td＝td1+td2＝1/ωE+1/(2ω0)。
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