CN111293860A - 一种高边电导增强型功率开关驱动电路 - Google Patents

一种高边电导增强型功率开关驱动电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高边电导增强型功率开关驱动电路，属于电子电路技术领域。本发明采用栅极电平移位电路将逻辑电路输出的一个栅极电平移位控制信号转化为一组相位相反的信号，再通过主栅极驱动和从栅极驱动电路共同组成的栅极驱动结构，驱动电导增强型功率器件。采用这种栅极驱动方式不仅实现了传统单一功率开关驱动电路所具有的性能，同时还能充分利用了半导体内所有的导电载流子，解决了单一P型功率开关驱动能力不足和单一N型开关驱动电路复杂的问题，在相同芯片面积的情况下，能有效降低导通电阻值、提高电流驱动能力、简化设计方法。

Description

一种高边电导增强型功率开关驱动电路
技术领域
本发明属于电子电路技术领域，具体涉及一种高边电导增强型功率开关驱动电路。
背景技术
高边功率开关驱动电路是一种将功率器件、栅极驱动电路以及保护电路集成在同一块芯片中，具有体积小、质量轻、功率密度大、可靠性高等优质特点，在模拟电路和射频电路中被广泛应用。高边栅极驱动电路是一种非要重要的电路，其作用在于驱动和控制高边功率器件的导通和关断，并维持该状态直到下一控制信号的到来，栅极驱动电路决定了能否充分利用功率器件性能。
传统基于高边功率器件的开关驱动电路，通常采用单一的N型功率器件或P型功率器件用做高边开关管。由于其采用的功率器件受现有工艺条件、芯片面积以及制造成本的限制，同一块芯片同一块衬底中很难同时集成N型功率器件和P型功率器件。
现有的基于单一N型器件的开关驱动电路，由于N型器件源极电压是浮动的，在完全导通的时候，因其低导通电阻特性，会使源极电压接近电源电压；在关断时，其源极电压被下拉至接地，那么在器件导通的时候为了减小损耗，驱动电路就需要额外的升压电路，如电荷泵电路或自举电路，产生高于芯片供电电压的电压，以完成开关的控制，而额外的升压电路会增加成本以及电路的复杂度。
而基于单一P型器件的开关驱动电路，由于空穴的迁移率较低，单位面积的导通电阻值比较大，因此需要占用更大芯片面积的器件以降低输出电阻；在负载重载的情况下，P型功率器件上的损耗严重，并且会造成器件发热甚至烧毁等问题。
发明内容
针对上述现有技术的缺陷或改进需求，本发明提供了一种高边电导增强型功率开关驱动电路，其目的在于：在保证驱动能力的前提下，利用电导增强型功率器件在轻载和重载模式下采用不同的驱动原理，省去常规高边驱动电路中额外的升压电路，节省版图面积，减小外围电路成本，降低器件损耗。
为实现上述目的，本发明提供的一种高边电导增强型功率开关驱动电路，包括电导增强型功率器件、电流检测电路、逻辑控制电路、栅极电平移位电路、主栅极驱动电路、从栅极驱动电路、负载和电源VCC。
所述电导增强型功率器件具有主栅极、从栅极、阳极和阴极；电导增强型功率器件主栅极连接主栅极驱动电路输出端，从栅极连接从栅极驱动电路输出端，阳极连接电源VCC，阴极经负载接地；电导增强型功率器件置于高边，根据不同负载电流切换不同工作模式。
所述电流检测电路输入端连接负载，输出端连接逻辑控制电路第一输入端；电流检测电路对负载或电导增强型功率器件的工作电流进行检测，产生检测结果；并根据实际应用需求产生逻辑信号提供给逻辑控制电路。
所述逻辑控制电路第二输入端连接PWM输入信号，逻辑控制电路输出端连接栅极电平移位电路输入端；逻辑控制电路对逻辑信号和PWM输入信号进行处理，生成栅极电平移位控制信号提供给栅极电平移位电路；逻辑控制电路根据电流检测电路提供的检测结果进行逻辑判断，控制电导增强型功率器件的工作模式。
所述栅极电平移位电路输出端连接主栅极驱动电路和从栅极驱动电路输入端；栅极电平移位电路接收栅极电平移位控制信号后，产生一组相位相反的一号控制信号和二号控制信号，一号控制信号提供给主栅极驱动电路，二号控制信号提供给从栅极驱动电路；一号控制信号和二号控制信号为电源轨不同的两个信号，当其中一个控制信号电源轨为VMINUS时，另一个控制信号电源轨则为VCC；电源轨亦可根据实际需求采取不同的电压，所述VMINUS是指低于VCC信号5-15V的电压值。
所述主栅极驱动电路将一号控制信号转换成一号驱动信号，以驱动和控制电导增强型功率器件的主栅极。
所述从栅极驱动电路将二号控制信号转换成二号驱动信号，以驱动和控制电导增强型功率器件的从栅极。
所述负载为低端负载。电源VCC用于向高边电导增强型功率开关驱动电路提供稳定的电压。
进一步的，所述栅极电平移位电路包括：NMOS管：MN1、MN2、MN3、MN4、N5、MN6、MN7和MN8，其中，MN3和MN4为高压管；PMOS管：MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6、MP7和MP8；或非门：NOR1、NOR2；非门INV1；
MN1和MN2栅极接偏置电压信号VB，源极接地；MN1的漏极连接MN3的漏极，MN2的漏极连接MN4的漏极，用来产生偏置电流IB；MN3和MN4分别连接到一对通过非门INV1产生的相位相反的控制信号，非门INV1的输入端作为栅极电平移位电路输入端，接收栅极电平移位控制信号；MP1和MP4采用二极管连接方式，MP2的栅极连接到MP3的漏极，MP3的栅极连接到MP2的漏极，MP1和MP2的漏极连接到MN3的漏极，MP3和MP4的漏极连接到MN4的漏极，MP5和MP6的栅极连接到MN4的漏极，MP7和MP8的栅极连接到的MN3漏极，所有PMOS管的源极均连接到电源VCC。MN5和MN6、MN7和MN8分别构成两对电流镜，源极均连接到VMINUS端，其中MN5和MN7采用二极管连接，MN5的漏极连接到MP7的漏极，MN7的漏极连接到MP6的漏极，MN6的漏极连接到MP5的漏极，MN8的漏极连接到MP8的漏极，或非门NOR1和NOR2构成RS触发器，输入信号分别为第MP5和MP6的漏极，电源轨分别为VCC和VMINUS。
进一步的，所述主栅极驱动电路包括：NMOS管：MN21、MN22、MN23和MN24；电阻R21和R22；PMOS管：MP20、MP21、MP22、MP23和MP24，其中MP20为高压管；电容C1；或门OR1。
其中，MN21与MP21构成反相器，其输入端连接主栅极输入端，电容C1接MN21与MP21构成的反相器输出端，MP22的漏极通过电阻R21连接MN22的漏极，MP22和MN22的栅极接MN21与MP21构成反相器的漏极输出，MP23的栅极连接MP22的漏极，MN23的栅极连接MN22的漏极，MP23的漏极通过电阻R22连接到和MN23的漏极，MP24的栅极连接MP23的漏极，MN24的栅极连接MN23的漏极，所有NMOS管的源极接VMINUS；或门OR1输入端口分别是MP24的漏极和从栅极驱动电路，或门OR1输出端连接MP20的栅极，MP20的漏极接第三电阻R3的一端后连接至电导增强型功率器件的主栅极，所有PMOS管的源极接VCC。第三电阻R3的另一端接电导增强型功率器件的阴极。
进一步的，所述从栅极驱动电路包括：NMOS管：MN11、MN12、MN13和MN14；PMOS管：MP11、MP12、MP13和MP14；电阻R1和R2。
其中，MN11与MP11构成反相器，其输入端连接从栅极驱动电路输入端，MP12的漏极通过电阻R1连接MN12的漏极，MP12和MN12的栅极连接MN11与MP11构成的反相器漏极，MP13栅极连接到MP12的漏极，MN13栅极连接到MN12的漏极，MP13的漏极通过电阻R2连接MN13的漏极，MP14的栅极连接MP13的漏极，MN14的栅极连接MN13的漏极，MP14和MN14的漏极相连输出到主栅极驱动电路，所有NMOS管的源极接VMINUS，所有PMOS管的源极接VCC。
进一步的，所述电流检测电路包括：高压NMOS管NM10，采样电阻Rsense，运算放大器OP1，迟滞电压比较器COMP1，采样电导增强型功率器件Qsense；
其中，采样电导增强型功率器件Qsense的主栅极连接主栅极驱动电路输出端，采样电导增强型功率器件的从栅极连接从栅极驱动电路输出端，阳极连接到电源VCC，阴极连接高压NMOS管NM10的漏极和运算放大器OP1的负输入端；运算放大器OP1的正输入端连接电导增强型功率器件阴极，运算放大器OP1接到高压NMOS管NM10的栅极，高压NMOS管NM10的源极接采样电阻Rsense的一端和迟滞电压比较器COMP1的正端，采样电阻Rsense的另一端与负载共地，迟滞电压比较器COMP1的负输入端接基准电压信号，得到比较输出。
本发明提出的一种高边电导增强型功率开关驱动电路，利用电导增强型功率器件具有双栅极控制特性，根据负载上的电流切换器件自身的工作模式，所述双栅极控制特性是指功率器件具有主栅极和从栅极共同控制的特点；基于此，开关驱动电路必须提供足够的驱动能力，才保证电导增强型功率器件快速处于正常的工作状态。为此，本发明采用栅极电平移位电路将逻辑控制电路输出的栅极电平移位控制信号转化为一组电源轨分别为VCC和VMINUS的信号，再通过主栅极驱动电路和从栅极驱动电路共同组成的栅极驱动结构，驱动电导增强型功率器件。采用这种栅极驱动结构后，电导增强型功率器件在轻载模式下，从栅极驱动电路控制电导增强型功率器件的从栅极，主栅极驱动电路此时输出保持为VMINUS，切换至单子导电模式，此时电导增强型功率器件相当于一个P型功率器件，阴极电压即负载上的电压可以很接近VCC；在重载模式下，采用主栅极驱动电路和从栅极驱动电路同时控制电导增强型功率器件的主栅极和从栅极，电导增强型功率器件切换至双子导电模式提高重载驱动能力。
与现有技术相比，本发明提供的一种高边电导增强型功率开关驱动电路不仅实现了传统单一开关电路所具有的性能，还充分利用了半导体内的导电载流子，解决了单一P型功率开关驱动能力不足和单一N型开关驱动电路复杂的问题。在相同芯片面积的情况下，能有效降低导通电阻值、提高电流驱动能力、简化设计方法。
附图说明
图1为本发明电路拓扑结构示意图；
图2为本发明实施例电流检测电路原理图；
图3为本发明实施例栅极电平移位电路原理图；
图4为本发明实施例主栅极驱动电路原理图；
图5为本发明实施例从栅极驱动电路原理图；
图6为本发明实施例开关栅极驱动时序图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，详细描述本发明的技术方案。
如图1所示，一种高边电导增强型功率器件驱动电路，包括：电导增强型功率器件6、电流检测电路2、逻辑控制电路1、栅极电平移位电路3、主栅极驱动电路5、从栅极驱动驱动电路4、负载7和电源VCC。
电导增强型功率器件6具有主栅极、从栅极、阳极和阴极，电导增强型功率器件主栅极连接主栅极驱动电路输出端，从栅极连接从栅极驱动电路输出端，阳极连接电源VCC，阴极经负载接地；电导增强型功率器件置于高边，根据不同负载电流切换不同工作模式：当电导增强型功率器件工作在单子导电模式时，从栅极驱动电路控制电导增强型功率器件；当电导增强型功率器件工作在双子导电模式时，采用主栅极驱动电路和从栅极驱动电路共同控制电导增强型功率器件。电流检测电路2输入端连接负载7，输出端连接逻辑控制电路第一输入端；电流检测电路对负载7上与电导增强型功率器件的工作电流进行检测，产生检测结果；并根据实际需求产生逻辑信号VC提供给逻辑控制电路。逻辑控制电路1的第二输入端接收PWM输入信号，逻辑控制电路1的输出端连接栅极电平移位电路3输入端；逻辑控制电路1将收到的PWM输入信号与逻辑信号VC进行处理后，生成栅极电平移位控制信号提供给栅极电平移位电路；逻辑控制电路根据电流检测电路提供的检测结果进行逻辑判断后，控制电导增强型功率器件的工作模式。栅极电平移位电路3输出端连接主栅极驱动电路5输入端和从栅极驱动电路4输入端；栅极电平移位电路3接收栅极电平移位控制信号，并经反相器产生一组相位相反的一号控制信号和二号控制信号，一号控制信号提供给主栅极驱动电路，二号控制信号提供给从栅极驱动电路；一号控制信号和二号控制信号为电源轨不同的两个信号，当其中一个电源轨为VMINUS时，另一个电源轨则为VCC；电源轨亦可根据实际需求采取不同的电压，所述VMINUS是指低于VCC信号5-15V的电压值。主栅极驱动电路5将一号控制信号转换成一号驱动信号，为电导增强型功率器件主栅极提供主栅极驱动。从栅极驱动电路4将二号控制信号转换成二号驱动信号，为电导增强型功率器件从栅极提供从栅极驱动。在本发明中，由于其电导增强型功率器件放置在高边，因此负载属于低端负载；电源VCC用于提供稳定的电源电压。
为进一步提升驱动能力，采用从栅极驱动电路4和主栅极驱动电路5共同构成本发明的栅极驱动结构，保证了电导增强型功率器件6工作模式的正常切换。此外，在主栅极驱动电路和从栅极驱动电路中，经第一级反相器、第二级反相器和第三级反相器的面积逐级增大，以提高驱动能力，使电导增强型功率器件6工作状态更加稳定。
图2给出了电流检测电路2的一种具体实施方式，包括：采样电阻Rsense、运算放大器OP1、高压NMOS管NM10、迟滞电压比较器COMP1和采样电导增强型功率器件Qsense；
其中，采样电导增强型功率器件Qsense的主栅极连接主栅极驱动电路的输出，从栅极连接从栅极驱动电路的输出，阳极连接到电源VCC，阴极连接高压NMOS管NM10的漏极和运算放大器OP1的负输入端；运算放大器OP1的正输入端连接电导增强型功率器件阴极，运算放大器OP1接到高压NMOS管NM10的栅极，高压NMOS管NM10的源极接采样电阻Rsense的一端和迟滞电压比较器COMP1的正端，采样电阻Rsense的另一端与负载共地，迟滞电压比较器COMP1的负输入端接基准电压信号。
采样电导增强型功率器件与电导增强型功率器件成镜像电流镜关系，比例为K:1，通过运算放大器OP1和高压NMOS管MN10对采样电导增强型功率器件Qsense的阴极电压钳位，使得采样电导增强型功率器件Qsense与电导增强型功率器件的端口电压一致，如此便可得到精确的镜像电流，在采样电阻Rsense上得到采样电压Vsense，与基准电压通过迟滞电压比较器后，得到逻辑信号VC，反馈到逻辑控制电路，决定电导增强型功率器件工作状态。
采样电导增强型功率器件Qsense的主栅极与电导增强型功率器件6的主栅极相连，采样电导增强型功率器件Qsense的从栅极与电导增强型功率器件6的从栅极相连，采样电导增强型功率器件Qsense的阳极与电导增强型功率器件6的阳极相连，运算放大器的钳位作用使得采样电导增强型功率器件Qsense的阴极电压与电导增强型功率器件6的阴极电压一样，内部采样电导增强型功率器件Qsense与电导增强型功率器件6构成了电流镜，其宽长比的比值为1：K，所以流过负载的电流为流过采样电导增强型功率器件Qsense的K倍。
假设负载流过的电流为ILOAD，那么通过采样电导增强型功率器件Qsense上的电流Isense则为：
Figure BDA0002419292240000061
采用电阻上产生的采样电压Vsense由欧姆定律可知：
Vsense＝IsenseRsense (2)
通过比较器上采样电压和基准电压的比较，采样电压Vsense随着负载流过的电流为ILOAD
增大而增大，采样电压Vsense大于基准电压VREF后，比较器输出发生翻转；因此可以根据检测到的负载电流确定电导增强型功率器件工作模式的切换值，所述切换值具体表示为为公式(3)：
Figure BDA0002419292240000062
公式(1)(2)(3)中，VREF是迟滞电压比较器COMP1的负端输入信号值，Rsense为采样电阻值，K为电导增强型功率器件的宽长比与采样电导增强型功率器件Qsense的宽长比的比值。
电流检测电路对负载或电导增强型功率器件的工作电流检测进行检测，并将检测到的负载电流值提供给逻辑控制电路，由逻辑控制电路完成对电导增强型功率器件工作模式的切换:当电流检测电路检测到的负载电流值大于公式(3)表述的电流值时，电导增强型功率器件切换至双子导电模式工作；当电流检测电路检测到的负载电流值小于公式(3)表述的电流值时，电导增强型功率器件在单子导电模式工作。此外，根据公式(3)可以确定，通过调整电流检测电路2内部采样电导增强型功率器件Qsense宽长比或检测对比的基准电压值，调整电导增强型功率器件轻载和重载下工作公式切换的工作切换值。
图3给出了栅极电平移位电路3的一种具体实施方式，所述栅极电平移位电路包括：NMOS管：MN1、MN2、MN3、MN4、N5、MN6、MN7、MN8，其中MN3和MN4为高压管；PMOS管：MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8；或非门NOR1、NOR2；非门INV1；
MN1和MN2的栅极接偏置电压信号VB，源极接地；MN1的漏极连接MN3的漏极，MN2的漏极连接MN4的漏极；MN3和MN4分别连接到一对通过非门INV1产生的相位相反的控制信号，非门INV1的输入端作为栅极电平移位电路输入端，接收栅极电平移位控制信号；MP1和MP4采用二极管连接方式，MP2的栅极连接到MP3的漏极，MP3的栅极连接到MP2的漏极，MP1和MP2的漏极连接到MN3的漏极，MP3和MP4的漏极连接到MN4的漏极，MP5和MP6的栅极连接到MN4的漏极，MP7和MP8的栅极连接到MN3的漏极，所有PMOS管的源极均连接到电源VCC。MN5和MN6、MN7和MN8分别构成两对电流镜，源极均连接到VMINUS端；其中MN5和MN7采用二极管连接，MN5的漏极连接到MP7的漏极，MN7的漏极连接到MP6的漏极，MN6的漏极连接到MP5的漏极，MN8的漏极连接到MP8的漏极。或非门NOR1和NOR2构成RS触发器，输入信号分别为第MP5和MP6的漏极，电源轨分别为VCC和VMINUS。
MN1和MN2用来产生偏置电流IB，当输入信号为高电平，MN3导通，MN4截止，MP2截止，MP3导通，X点被拉低，Y点则被抬升至电源VCC，但由于二极管接法的MP1的钳位，其电流应该满足：
Figure BDA0002419292240000071
由公式(2)可以推导X点的电压为：
Figure BDA0002419292240000072
公式(4)和公式(5)中，VCC为电源电压，μP为空穴载流子的迁移率，COx为单位面积栅电容：VTHP是为指P型MOS器件的阈值电压，IB为偏置电流。
同理，当输入信号为低电平时，MN3截止，MN4导通，Y点被拉低，X点则被抬升至电源VCC，由于功耗限制，X和Y点电压不能太低，引入第二级扩展输出电压范围，当X点则被抬升至电源VCC而Y点被拉低时，MP7和MP8关断，MP5和MP6导通，则VN为VMINUS，VP为VCC，同理，当输入信号为高电平时，VP为VMINUS，VN为VCC，通过RS触发器，稳定信号。
图4给出了主栅极驱动电路5的一种具体实施方式，包括PMOS管：MP20、MP21、MP22、MP23、MP24，其中MP20为高压管；NMOS管：MN21、MN22、MN23、MN24；电阻R21、R22；电容C1；或门OR1。
其中，MN21与MP21构成反相器，其输入端连接主栅极输入端，电容C1接MN21与MP21构成的反相器输出端；MP22的漏极通过电阻R21连接MN22的漏极，MP22和MN22的栅极接MN21与MP21构成反相器的漏极输出，MP23的栅极连接MP22的漏极，MN23的栅极连接MN22的漏极，MP23的漏极通过电阻R22连接MN23的漏极，MP24的栅极连接MP23的漏极，MN24的栅极连接MN23的漏极，所有NMOS的源极接VMINUS；或门OR1输入端口分别是MP24的漏极和从栅极驱动电路，或门OR1输出端连接MP20的栅极，MP20的漏极接第三电阻R3的一端后连接至电导增强型功率器件的主栅极；所有PMOS的源极接VCC。第三电阻R3的另一端接电导增强型功率器件的阴极。
电容C1用来电导增强型功率器件的调整主栅极和从栅极的延时。电导增强型功率器件从栅极开启后，将阴极电压上拉后，再开启电导增强型功率器件主栅极，避免电导增强型功率器件主栅极与阴极压差过大造成器件击穿。当输入信号为高电平，栅极电平位移位电路的输出至从栅极驱动电路的信号为VMINUS，MP20导通，电子增强型功率器件主栅极电压为VCC，随着电流增大，电子增强型功率器件阴极电压开始下降，电子增强型功率器件主栅极和阴极压差增大使得器件开始双子导电模式。同时也可以通过电流检测电路和逻辑控制电路，调整双子导电模式的切换值。当输入信号为低电平，电导增强型功率器件的从栅极电压为VCC，主栅极被拉至阴极电位，此时单子导电和双子导电模式均关断，器件关断。
图5给出了从栅极驱动电路4的一种具体实施方式，包括：NMOS管MN11、MN12、MN13、MN14；PMOS管：MP11、MP12、MP13、MP14；电阻R1和R2；
其中，MN11与MP11构成反相器，其输入端连接从栅极驱动电路输入端，MP12的漏极通过电阻R1连接MN12的漏极，MP12和MN12的栅极连接MN11与MP11构成的反相器漏极，MP13栅极连接到MP12的漏极，MN13栅极连接到MN12的漏极，MP13的漏极通过电阻R2连接MN13的漏极，MP14的栅极连接MP13的漏极，MN14的栅极连接MN13的漏极，MP14和MN14的漏极相连输出到主栅极；所有NMOS的源极接VMINUS，所有PMOS管的源极接VCC。
本实施例中，从栅极驱动电路输出分别连接电导增强型功率器件6的从栅极和主栅极驱动电路5中或门OR1输入端，可以进一步减少外围电路，解决升压问题。在PMOS和NMOS之间串联了一个电阻，以稳定信号，同时控制电阻值，避免延时过大，反相器的面积逐级增大，以提高驱动能力，当输入信号为高电平时，栅极电平位移位电路输出至从栅极驱动电路的信号为VMINUS，电导增强型功率器件工作在单子导电模式，此时电导增强型功率器件相当于P型器件开启，当输入信号为低电平时，栅极电平位移位电路的从栅极输出端为VCC，单子导电模式关断，电导增强型功率器件也随之关断。
图6给出了一种栅极驱动的时序波形，以电源电压VCC＝50V，VMINUS＝45V为例，输入信号和具有反馈作用的逻辑信号经逻辑控制电路后生成栅极电平移位控制信号；栅极电平移位控制信号经过栅极电平移位电路的第一级，得到VX和VY两个信号，低压值约为49V，高压值50V，后VX和VY经过栅极电平移位电路的第二级，在RS触发器得到一组相反的输出信号LS_A和LS_B，其低压值为45V，高压值50V，实现栅极电平移位控制信号移位，再通过主栅极和从栅极驱动电路提高驱动能力，得到两个栅极驱动信号PG和SG；当电导增强型功率器件开启时，电导增强型功率器件从栅极电压被拉至比电导增强型功率器件阳极VCC低一个开启电压的值，电导增强型功率器件从栅极率先开启，电导增强型功率器件先开启单子导电模式，将电导增强型功率器件阴极电压拉高，经过一段延时后，电导增强型功率器件主栅极拉高至VCC，随着负载增大，阴极电压逐渐开始下降，电导增强型功率器件主栅极和电导增强型功率器件阴极电压的压差大于阈值电压，电导增强型功率器件器件开启双子导电模式；电导增强型功率器件器件关断时，电导增强型功率器件从栅极拉高至VCC，电导增强型功率器件主栅极通过阴极和负载拉低至GND。在实际应用中，栅极电平移位电路输出的高低电平信号并不固定对应，也就是说，从栅极驱动电路接收到的电路可以是电源轨为VCC的控制信号，也可以是电源轨为VMINUS的控制信号；主栅极驱动电路也同样如此。只不过在接收信号的过程中，需要根据时序图对栅极电平移位电路中的非门与或门做适应性修改。
此外，在图6的时序图中，关于逻辑控制电路可以采用现有技术中的逻辑控制方案控制本发明中电导增强型功率器件的开启方式和关断，比如用采用逻辑门对输入信号和具有反馈作用的逻辑信号进行处理。
综合上述说明，本发明针对电导增强型功率器件，提出一种新型工作模式以及栅极驱动电路，针对电导增强型功率器件的双栅极控制特性，采用不同的驱动电路实现电导增强型功率器件在不同负载切换不同工作状态，降低了功率开关的导通损耗和器件面积，简化了外围电路；此外，还引入了电流检测电路，电流检测通过控制基准电压值调整电导增强型功率器件轻载和重载切换工作值；也可以使用升压驱动，在重载就采用双子导电模式，扩展使用灵活。
上述实施例仅说明本发明的原理及功效，而非用于限制本发明，仅为帮助理解本发明原理，本发明保护范围亦不限于上述的配置和实施例，本领域技术人员可以根据公开技术做出不脱离本发明实质的其他各种具体变形与组合，但仍在本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种高边电导增强型功率开关驱动电路，其特征在于：包括电导增强型功率器件、电流检测电路、逻辑控制电路、栅极电平移位电路、主栅极驱动电路、从栅极驱动电路、负载和电源VCC；
所述电导增强型功率器件具有主栅极、从栅极、阳极和阴极，电导增强型功率器件主栅极连接主栅极驱动电路输出端，从栅极连接从栅极驱动电路输出端，阳极连接电源VCC，阴极经负载接地；电导增强型功率器件置于高边，根据不同负载电流切换不同工作模式；
所述电流检测电路输入端连接负载，输出端连接逻辑控制电路第一输入端；电流检测电路对负载或电导增强型功率器件的工作电流进行检测，产生检测结果；并根据实际应用需求产生逻辑信号提供给逻辑控制电路；
所述逻辑控制电路第二输入端连接PWM输入信号，逻辑控制电路输出端连接栅极电平移位电路输入端；逻辑控制电路对逻辑信号和PWM输入信号进行处理，生成栅极电平移位控制信号提供给栅极电平移位电路；逻辑控制电路根据电流检测电路提供的检测结果进行逻辑判断，控制电导增强型功率器件的工作模式；
所述栅极电平移位电路输出端连接主栅极驱动电路和从栅极驱动电路输入端；栅极电平移位电路接收栅极电平移位控制信号后，产生一组相位相反的一号控制信号和二号控制信号，一号控制信号提供给主栅极驱动电路，二号控制信号提供给从栅极驱动电路；所述一号控制信号和二号控制信号为电源轨不同的两个信号，当其中一个控制信号电源轨为VMINUS时，另一个控制信号电源轨则为VCC；电源轨为根据实际需求采取不同的电压，所述VMINUS是指低于VCC信号5-15V的电压值；
所述主栅极驱动电路将一号控制信号转换成一号驱动信号，驱动和控制电导增强型功率器件的主栅极；
所述从栅极驱动电路将二号控制信号转换成二号驱动信号，驱动和控制电导增强型功率器件的从栅极；
所述负载为低端负载；电源VCC用于向高边电导增强型功率开关驱动电路提供稳定的电压。
2.根据权利要求1所述的一种高边电导增强型功率开关驱动电路，其特征在于：所述栅极电平移位电路包括：NMOS管：MN1、MN2、MN3、MN4、N5、MN6、MN7和MN8，其中，MN3和MN4为高压管；PMOS管：MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6、MP7和MP8；或非门：NOR1、NOR2；非门INV1；
MN1和MN2栅极接偏置电压信号VB，源极接地；MN1的漏极连接MN3的漏极，MN2的漏极连接MN4的漏极，用来产生偏置电流IB；MN3和MN4分别连接到一对通过非门INV1产生的相位相反的控制信号，非门INV1的输入端作为栅极电平移位电路输入端，接收栅极电平移位控制信号；MP1和MP4采用二极管连接方式，MP2的栅极连接到MP3的漏极，MP3的栅极连接到MP2的漏极，MP1和MP2的漏极连接到MN3的漏极，MP3和MP4的漏极连接到MN4的漏极，MP5和MP6的栅极连接到MN4的漏极，MP7和MP8的栅极连接到的MN3漏极，所有PMOS管的源极均连接到电源VCC；MN5和MN6、MN7和MN8分别构成两对电流镜，源极均连接到VMINUS端，其中MN5和MN7采用二极管连接，MN5的漏极连接到MP7的漏极，MN7的漏极连接到MP6的漏极，MN6的漏极连接到MP5的漏极，MN8的漏极连接到MP8的漏极；或非门NOR1和NOR2构成RS触发器，输入信号分别为第MP5和MP6的漏极，电源轨分别为VCC和VMINUS。
3.根据权利要求2所述的一种高边电导增强型功率开关驱动电路，其特征在于：所述主栅极驱动电路包括：NMOS管：MN21、MN22、MN23和MN24；电阻R21和R22；PMOS管：MP20、MP21、MP22、MP23和MP24，其中MP20为高压管；电容C1；或门OR1；
其中，MN21与MP21构成反相器，其输入端连接主栅极驱动电路输入端，电容C1接MN21与MP21构成的反相器输出端，MP22的漏极通过电阻R21连接MN22的漏极，MP22和MN22的栅极接MN21与MP21构成反相器的漏极输出，MP23的栅极连接MP22的漏极，MN23的栅极连接MN22的漏极，MP23的漏极通过电阻R22连接到MN23的漏极，MP24的栅极连接MP23的漏极，MN24的栅极连接MN23的漏极，所有NMOS管的源极接VMINUS；或门OR1输入端口分别是MP24的漏极和从栅极驱动电路，或门OR1输出端连接MP20的栅极，MP20的漏极接第三电阻R3的一端后连接至电导增强型功率器件的主栅极，所有PMOS管的源极接VCC；第三电阻R3的另一端接电导增强型功率器件的阴极。
4.根据权利要求3所述的一种高边电导增强型功率开关驱动电路，其特征在于：所述从栅极驱动电路包括：NMOS管：MN11、MN12、MN13和MN14；PMOS管：MP11、MP12、MP13和MP14；电阻R1和R2；
其中，MN11与MP11构成反相器，其输入端连接从栅极驱动电路输入端，MP12的漏极通过电阻R1连接MN12的漏极，MP12和MN12的栅极连接MN11与MP11构成反相器的漏极，MP13栅极连接到MP12的漏极，MN13栅极连接到MN12的漏极；MP13的漏极通过电阻R2连接MN13的漏极，MP14的栅极连接MP13的漏极，MN14的栅极连接MN13的漏极，MP14和MN14的漏极相连输出到主栅极驱动电路或门输入端，所有NMOS管的源极接VMINUS，所有PMOS管的源极接VCC。
5.根据权利要求1所述的一种高边电导增强型功率开关驱动电路，其特征在于：所述电流检测电路包括：高压NMOS管NM10，采样电阻Rsense，运算放大器OP1，迟滞电压比较器COMP1，采样电导增强型功率器件Qsense；
其中，采样电导增强型功率器件Qsense的主栅极连接主栅极驱动电路输出端，采样电导增强型功率器件的从栅极连接从栅极驱动电路输出端，阳极连接到电源VCC，阴极连接高压NMOS管NM10的漏极和运算放大器OP1的负输入端；运算放大器OP1的正输入端连接电导增强型功率器件阴极，运算放大器OP1接到高压NMOS管NM10的栅极，高压NMOS管NM10的源极接采样电阻Rsense的一端和迟滞电压比较器COMP1的正端，采样电阻Rsense的另一端与负载共地，迟滞电压比较器COMP1的负输入端接基准电压信号，得到比较输出。
6.根据权利要求5所述的一种高边电导增强型功率开关驱动电路，其特征在于：所述电流检测电路通过调整采样电导增强型功率器件Qsense宽长比或控制基准电压值，以调整电导增强型功率器件工作模式的切换值。
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