CN111279612A - 高频电路、多工器、高频前端电路以及通信装置 - Google Patents

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Abstract

高频电路(2)具备：多层基板(70)；串联臂电路(S1及S2)，其形成在将形成于多层基板(70)的输入输出端子(T1及T2)连结的第一路径上；并联臂电路(P1)，其配置在将第一路径上的节点与地连结的第二路径上；布线(A)，其形成于多层基板(70)，与输入输出端子(T1)连接，构成第一路径的一部分；布线(B)，其形成于多层基板(70)，与输入输出端子(T2)连接，构成第一路径的一部分；以及布线(C)，其形成于多层基板(70)，构成第二路径的一部分，其中，并联臂电路(P1)包括阻抗可变电路(60)，布线(A)和布线(B)形成于与多层基板(70)的形成有布线(C)的层不同的层，在俯视多层基板(70)的情况下，布线(C)不与布线(A)及布线(B)重叠。

Description

高频电路、多工器、高频前端电路以及通信装置
技术领域
本发明涉及一种高频电路、多工器、高频前端电路以及通信装置。
背景技术
对于近年的移动通信终端，要求通过一个终端来支持多个频带的所谓的多频段化，对于在该移动通信终端中传输高频信号的前端电路，也要求多频段化。随之，对于前端电路，要求能够与频带的选择相应地改变带通特性的滤波器，以确保各频带的信号质量。
专利文献1中公开了一种高频模块，该高频模块具有配置在将第一输入输出端子与第二输入输出端子连结的路径上的2个串联电路以及配置于该路径上的节点与地之间的并联电路。2个串联电路和并联电路分别具有无源元件和可变电容元件。通过改变串联电路和并联电路的可变电容元件，来取得与使用频段相应的阻抗匹配，从而实现具有带通特性优异的可变型滤波器的高频模块。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5773096号公报
发明内容
发明要解决的问题
然而，在专利文献1中公开的高频模块中，当将第一输入输出端子与第一串联电路连结的第一布线或者将第二输入输出端子与第二串联电路连结的布线同与并联电路的可变电容元件连接的布线接近时，在两个布线之间产生不需要的电磁场耦合。在该情况下，存在以下问题：在第一输入输出端子与第二输入输出端子之间通过的高频信号的传输特性劣化。
因此，本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种传输特性优异的带通特性可变型的高频电路、多工器、高频前端电路以及通信装置。
用于解决问题的方案
为了实现上述目的，本发明的一个方式所涉及的高频电路具备：多层基板；第一输入输出端子和第二输入输出端子，所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子形成在所述多层基板的表面；第一串联臂电路和第二串联臂电路，所述第一串联臂电路和所述第二串联臂电路形成于所述多层基板，串联配置在将所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子连结的第一路径上；并联臂电路，其配置在将所述第一路径上的节点与地连结的第二路径上；第一布线，其形成于所述多层基板，与所述第一输入输出端子连接，构成所述第一路径的一部分；第二布线，其形成于所述多层基板，与所述第二输入输出端子连接，构成所述第一路径的一部分；以及第三布线，其形成于所述多层基板，构成所述第二路径的一部分，其中，所述并联臂电路包括第一阻抗可变电路，该第一阻抗可变电路使所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子之间的高频信号的传输特性可变，所述第一布线和所述第二布线形成于与所述多层基板的形成有所述第三布线的层不同的层，在俯视所述多层基板的情况下，所述第三布线不与所述第一布线及所述第二布线重叠。
根据上述结构，构成第一路径的第一布线和第二布线同构成第二路径的第三布线形成于多层基板的不同的层，且它们被配置成在上述俯视时不重叠，因此能够抑制在第一布线及第二布线与第三布线之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在上述高频电路中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够确保通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量。因此，能够提供传输特性优异的带通特性可变型的高频电路。
另外，第一阻抗可变电路例如由具有接通电阻的开关元件、Q值低的可变电容器等构成，但是第一阻抗可变电路配置于并联臂电路。因此，能够抑制配置有串联臂电路的第一路径的传输损耗由于第一阻抗可变电路的接通电阻和电容器的Q值下降的影响而劣化。
另外，也可以是，所述并联臂电路具备由串联连接于所述节点与地之间的电感器和电容器构成的LC串联谐振电路。
由此，通过LC串联谐振电路产生的谐振点的有无和谐振点的频率变化成为可能。因此，在上述高频电路的带通特性中，能够改变衰减极点的有无或者该衰减极点的频率，因此能够改变(1)上述高频电路的通带的频率、(2)上述高频电路的通带的陡度、以及(3)上述高频电路的衰减带的频率。
另外，也可以是，所述并联臂电路具备配置于所述节点与地之间的弹性波谐振器。
由此，通过并联臂电路产生的谐振点的有无和谐振点的频率变化成为可能。因此，在上述高频电路的带通特性中，能够改变衰减极点的有无或者该衰减极点的频率，因此能够改变(1)上述高频电路的通带的频率、(2)上述高频电路的通带的陡度、以及(3)上述高频电路的衰减带的频率。
另外，也可以是，所述多层基板具有相互背对的第一主面和第二主面，所述第一阻抗可变电路具有可变元件，该可变元件是开关元件或可变电容器，所述可变元件形成于所述第一主面，所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子形成于所述第二主面。
由此，能够将与第一输入输出端子或第二输入输出端子连接的第一布线和第二布线配置于多层基板的第二主面侧，将在配置有第一阻抗可变电路的第二路径上配置的第三布线配置于多层基板的第一主面侧。因此，即使使第一布线及第二布线与第三布线配置于不同的层，也能够缩短各布线的布线长度，因此能够降低高频电路的传输损耗。
另外，构成第一阻抗可变电路的可变元件形成于第一主面，因此能够由表面安装型的元件来构成可变元件。因此，在可变元件是开关元件的情况下能够降低接通电阻，另外，在可变元件是可变电容器的情况下能够提高Q值。由此，能够提高高频电路的带通特性。
另外，也可以是，所述第一布线将所述第一输入输出端子与所述第一串联臂电路连接，所述第二布线将所述第二输入输出端子与所述第二串联臂电路连接，所述第一串联臂电路、所述第二串联臂电路以及所述并联臂电路分别包括1个以上的电容器，在所述俯视时，所述第一串联臂电路所具有的所述1个以上的电容器及所述第二串联臂电路所具有的所述1个以上的电容器不与所述并联臂电路所具有的所述1个以上的电容器重叠。
根据上述结构，配置成构成第一串联臂电路的电容器及构成第二串联臂电路的电容器与构成并联臂电路的电容器在上述俯视时不重叠，因此能够抑制在第一串联臂电路及第二串联臂电路与并联臂电路之间产生不需要的寄生电容。由此，在上述高频电路中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够确保通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量。
另外，本发明的一个方式所涉及的多工器能够同时传输属于第一频带组的第一频带及第二频带中的一方的频带的高频信号以及属于第二频带组的第三频带的高频信号，其中，对所述第一频带的高频信号和所述第二频带的高频信号排他地进行传输，所述多工器具备：第一公共端子、第三输入输出端子及第四输入输出端子；包括根据权利要求1～4中的任一项所述的高频电路的第一滤波器，所述第一公共端子与所述第一输入输出端子连接，所述第三输入输出端子与所述第二输入输出端子连接，所述第一滤波器以所述第一频带组的频率范围为通带，以所述第二频带组的频率范围为衰减带；以及第二滤波器，其配置于所述第一公共端子与所述第四输入输出端子之间，以所述第二频带组的频率范围为通带，以所述第一频带组的频率范围为衰减带，其中，所述第一滤波器具备具有第一开关元件的所述第一阻抗可变电路，通过所述第一阻抗可变电路的阻抗变化，所述第一滤波器的通带和衰减带中的至少一方能够改变。
例如，在(1)同时使用属于第一频带组的第一频带和属于第二频带组的第三频带的情况以及(2)同时使用属于第一频带组的第二频带和属于第二频带组的第三频带的情况下，同时使用的2个频带的频率间隔不同。
根据上述结构，通过第一阻抗可变电路的阻抗变化，第一滤波器的通带和衰减带中的至少一方能够以维持低损耗和高衰减的方式改变，因此，例如，在(1)同时使用的2个频带的频率间隔小的情况下，通过使第一滤波器的通带接近第二滤波器的通带，能够抑制第一滤波器的通带中的、第二滤波器的通带侧的插入损耗的劣化。另外，例如，在(2)同时使用的2个频带的频率间隔大的情况下，通过使位于第一滤波器的通带与第二滤波器的通带之间的第一滤波器的衰减带接近第一滤波器的通带，能够提高第一滤波器与第二滤波器之间的隔离度。
因此，在所谓的第一频带组与第二频带组之间执行载波聚合(CA)的多工器中，即使所选择的频带改变，也能够抑制插入损耗或分波特性的劣化。
另外，也可以是，所述第一频带组包括所述第一频带和所述第二频带，所述第二频带组包括所述第三频带和第四频带，所述多工器能够进行以下动作：(1)对所述第一频带的高频信号和所述第二频带的高频信号排他地进行传输，(2)对所述第三频带的高频信号和所述第四频带的高频信号排他地进行传输，(3)同时传输所述第一频带及所述第二频带中的一方的频带的高频信号以及所述第三频带及所述第四频带中的一方的频带的高频信号，所述第二滤波器具备第二阻抗可变电路，该第二阻抗可变电路使所述第一公共端子与所述第四输入输出端子之间的高频信号的传输特性可变，通过所述第二阻抗可变电路的阻抗变化，所述第二滤波器的通带和衰减带中的至少一方能够改变。
例如，在(1)同时使用属于第二频带组的第三频带和属于第一频带组的第一频带的情况以及(2)同时使用属于第二频带组的第四频带和属于第一频带组的第一频带的情况下，同时使用的2个频带的频率间隔不同。
根据上述结构，通过第二阻抗可变电路的阻抗变化，第二滤波器的通带和衰减带中的至少一方能够以维持低损耗和高衰减的方式改变，因此，例如，在(1)同时使用的2个频带的频率间隔小的情况下，通过使第二滤波器的通带接近第一滤波器的通带，能够抑制第二滤波器的通带中的、第一滤波器的通带侧的插入损耗的劣化。另外，例如，在(2)同时使用的2个频带的频率间隔大的情况下，通过使位于第二滤波器的通带与第一滤波器的通带之间的第二滤波器的衰减带接近第二滤波器的通带，能够提高第一滤波器与第二滤波器之间的隔离度。
另外，通过使第一滤波器和第二滤波器这两方均为频率可变，在基于第一频带和第二频带中的任一方以及第三频带和第四频带中的任一方进行的CA中，无论选择了哪种组合，都能够优化第一滤波器和第二滤波器的通带和衰减带。
因此，在所谓的第一频带组与第二频带组之间执行CA的多工器中，即使所选择的频带改变，也能够抑制插入损耗或隔离的劣化。
另外，本发明的一个方式所涉及的高频前端电路具备：上述记载的多工器；第三开关，其具有第二公共端子、第一选择端子以及第二选择端子，所述第二公共端子与所述第三输入输出端子连接；第三滤波器，其与所述第一选择端子连接，以所述第一频带为通带；第四滤波器，其与所述第二选择端子连接，以所述第二频带为通带；第五滤波器，其与所述第四输入输出端子连接，以所述第三频带为通带；第一放大电路，其与所述第三滤波器及所述第四滤波器连接；以及第二放大电路，其与所述第五滤波器连接。
另外，本发明的一个方式所涉及的高频前端电路具备：上述记载的多工器；第四开关，其具有第三公共端子、第三选择端子以及第四选择端子，所述第三公共端子与所述第四输入输出端子连接；第三滤波器，其与所述第一选择端子连接，以所述第一频带为通带；第四滤波器，其与所述第二选择端子连接，以所述第二频带为通带；第五滤波器，其与所述第三选择端子连接，以所述第三频带为通带；第六滤波器，其与所述第四选择端子连接，以所述第四频带为通带；第一放大电路，其与所述第三滤波器及所述第四滤波器连接；以及第二放大电路，其与所述第五滤波器及所述第六滤波器连接。
由此，在上述高频电路中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够提供确保了通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量的高频前端电路。
另外，本发明的一个方式所涉及的通信装置具备：RF信号处理电路，其对利用天线元件接收的高频信号进行处理；以及上述记载的高频前端电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
由此，在上述高频电路中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够提供确保了通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量的通信装置。
发明的效果
根据本发明，能够提供一种传输特性优异的带通特性可变型的高频电路、多工器、高频前端电路以及通信装置。
附图说明
图1A是实施方式1所涉及的高频电路的电路结构图。
图1B是示出实施方式1所涉及的高频电路所具有的并联臂电路的电路结构例的图。
图1C是示出实施方式1的变形例所涉及的高频电路所具有的并联臂电路的电路结构例的图。
图2A是实施例1所涉及的高频电路的电路结构图。
图2B是表示实施例1所涉及的高频电路的安装结构的立体图。
图3A是仅在并联臂电路具有可变电容元件、不存在不需要的耦合的高频电路的电路结构图。
图3B是仅在并联臂电路具有可变电容元件、存在不需要的耦合的高频电路的电路结构图。
图3C是在并联臂电路和串联臂电路具有可变电容元件、存在不需要的耦合的高频电路的电路结构图。
图4是将有无不需要的耦合的情况下的高频电路的带通特性进行比较的图表。
图5A是表示变形例1所涉及的高频电路的安装结构的立体图。
图5B是表示变形例2所涉及的高频电路的安装结构的立体图。
图5C是表示变形例3所涉及的高频电路的安装结构的立体图。
图5D是表示变形例4所涉及的高频电路的安装结构的立体图。
图5E是表示变形例5所涉及的高频电路的安装结构的立体图。
图6A是实施方式2所涉及的通信装置的电路结构图。
图6B是示出实施方式2所涉及的多工器的带通特性与CA模式之间的关系的图。
图7A是实施例2所涉及的多工器及其周边电路的电路结构图。
图7B是示出实施例2所涉及的多工器的低通滤波器的带通特性的图表。
图8是实施方式3所涉及的高频前端电路及其周边电路的电路结构图。
图9A是实施例3所涉及的多工器的电路结构图。
图9B是示出实施例3所涉及的多工器的带通特性的图表。
图10A是表示实施例3所涉及的多工器的安装结构的立体图。
图10B是示出构成实施例3所涉及的多工器的各层的导体图案的层叠图。
图11A是实施方式3的变形例1所涉及的高频前端电路及其周边电路的电路结构图。
图11B是实施方式3的变形例2所涉及的高频前端电路及其周边电路的电路结构图。
图11C是实施方式3的变形例3所涉及的高频前端电路及其周边电路的电路结构图。
具体实施方式
下面，使用实施例、变形例以及附图来详细说明本发明的实施方式。此外，下面说明的实施例和变形例均表示总括性或具体的例子。下面的实施例和变形例所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。将下面的实施例和变形例的结构要素中的未记载于独立权利要求的结构要素作为任意的结构要素来进行说明。另外，附图所示的结构要素的大小或者大小之比未必是严格的。
(实施方式1)
[1.1高频电路的结构]
图1A是实施方式1所涉及的高频电路2的电路结构图。该图中示出的高频电路2具备输入输出端子T1及T2、串联臂电路S1及S2、以及并联臂电路P1。
串联臂电路S1是配置在将输入输出端子T1(第一输入输出端子)与输入输出端子T2(第二输入输出端子)连结的第一路径上的第一串联臂电路。另外，串联臂电路S2是配置在将输入输出端子T1与输入输出端子T2连结的第一路径上的第二串联臂电路。串联臂电路S1和串联臂电路S2在第一路径上串联配置，由电感器和电容器等无源元件构成。
并联臂电路P1配置在将第一路径上的节点x1与地连结的第二路径上。并联臂电路P1具有阻抗可变电路60。阻抗可变电路60是使输入输出端子T1与输入输出端子T2之间的高频信号的传输特性可变的第一阻抗可变电路。
高频电路2还具备：布线A(第一布线)，其与输入输出端子T1连接，构成第一路径的一部分(一个端部区域)；布线B(第二布线)，其与输入输出端子T2连接，构成第一路径的一部分(另一个端部区域)；以及布线C(第三布线)，其构成第二路径的一部分(一部分区域)。此外，更具体地说，布线C是阻抗可变电路60的内部布线或者与阻抗可变电路60连接的布线。
在此，布线A、布线B以及布线C形成于层叠多个电介质层来构成的多层基板，布线A和布线B形成于与形成有布线C的电介质层不同的电介质层，在俯视该多层基板的情况下，布线A及布线B不与布线C重叠。
根据上述结构，构成第一路径的布线A和布线B同构成第二路径的布线C形成于多层基板的不同的层，且被配置成在俯视多层基板的情况下不重叠，因此能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在高频电路2中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够确保通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量。因此，能够提供传输特性优异的带通特性可变型的高频电路2。
此外，本说明书中的“电磁场耦合”被定义为包括(1)由一个布线形成的电场与由其它布线形成的电场之间的耦合、(2)由一个布线形成的磁场与由其它布线形成的磁场之间的耦合、以及(3)由一个布线形成的电磁场与由其它布线形成的电磁场之间的耦合。
图1B是示出实施方式1所涉及的高频电路2所具有的并联臂电路P1的电路结构例的图。
该图的(a)中示出的并联臂电路P1具备电容器C1、电感器L1及L2、以及开关SW1。电容器C1和电感器L1串联连接于节点x1与地之间，构成了LC串联谐振电路。电感器L2和开关SW1串联连接于电容器C1同电感器L1的连接节点与地之间，构成了阻抗可变电路60a。根据该结构，通过将开关SW1在导通(接通)状态与非导通(断开)状态之间切换，并联臂电路P1的谐振频率能够改变。换言之，通过将开关SW1在接通状态与断开状态之间切换，并联臂电路P1的阻抗能够改变。
此外，本说明书中的“LC串联谐振电路”被定义为以下的电路：具有彼此串联连接的电感器和电容器，发生由该电感器所具有的电感和该电容器所具有的电容规定的谐振。此外，电感器和电容器不仅包括SMD等芯片部件，还包括由多层基板内的平面线圈构成的电感器和电容器、由多层基板内的相向电极和电介质构成的电感器和电容器等。另外，在电容器与电感器的连接节点连接有开关等电路元件的情况也包含于LC串联谐振电路。
该图的(b)中示出的并联臂电路P1具备电容器C1和可变电感器Lv。电容器C1和可变电感器Lv串联连接于节点x1与地之间，构成了LC串联谐振电路。可变电感器Lv构成了阻抗可变电路60b。根据该结构，通过改变可变电感器Lv的电感值，并联臂电路P1的谐振频率改变。换言之，通过改变可变电感器Lv的电感值，并联臂电路P1的阻抗改变。
该图的(c)中示出的并联臂电路P1具备电容器C1、电感器L1及L2、以及开关SW1。电容器C1、开关SW1以及电感器L1按此顺序串联连接于节点x1与地之间。另外，电容器C1、开关SW1以及电感器L2按此顺序串联连接于节点x1与地之间，并且电容器C1和电感器L1或L2通过开关SW1的导通来构成LC串联谐振电路。电感器L1及L2以及开关SW1构成了阻抗可变电路60c。根据该结构，通过切换开关SW1的导通状态，并联臂电路P1的谐振频率能够改变。换言之，通过切换开关SW1的导通状态，并联臂电路P1的阻抗能够改变。
该图的(d)中示出的并联臂电路P1具备电感器L1、电容器C1及C2、以及开关SW1。电感器L1和电容器C1串联连接于节点x1与地之间，构成了LC串联谐振电路。电容器C2和开关SW1串联连接于电感器L1同电容器C1的连接节点与地之间，构成了阻抗可变电路60d。根据该结构，通过将开关SW1在接通状态与断开状态之间切换，并联臂电路P1的谐振频率能够改变。换言之，通过将开关SW1在接通状态与断开状态之间切换，并联臂电路P1的阻抗能够改变。
该图的(e)中示出的并联臂电路P1具备电感器L1和可变电容器Cv。电感器L1和可变电容器Cv串联连接于节点x1与地之间，构成了LC串联谐振电路。可变电容器Cv构成了阻抗可变电路60e。根据该结构，通过改变可变电容器Cv的电容值，并联臂电路P1的谐振频率改变。换言之，通过改变可变电容器Cv的电容值，并联臂电路P1的阻抗改变。
该图的(f)中示出的并联臂电路P1具备电感器L1、电容器C1及C2、以及开关SW1。电感器L1、开关SW1以及电容器C1按此顺序串联连接于节点x1与地之间。另外，电感器L1、开关SW1以及电容器C2按此顺序串联连接于节点x1与地之间，并且电感器L1和电容器C1或C2通过开关SW1的导通来构成LC串联谐振电路。电容器C1及C2以及开关SW1构成了阻抗可变电路60f。根据该结构，通过切换开关SW1的导通状态，并联臂电路P1的谐振频率能够改变。换言之，通过切换开关SW1的导通状态，并联臂电路P1的阻抗能够改变。
此外，本实施方式所涉及的并联臂电路P1不限定于图1B的(a)～(f)中示出的电路结构。并联臂电路P1只要是包括使输入输出端子T1与输入输出端子T2之间的高频信号的传输特性可变的阻抗可变电路的电路即可，其电路结构是任意的。
如上述的阻抗可变电路60a～60f那样，阻抗可变电路60例如由开关SW1、可变电容器Cv以及可变电感器Lv等构成，但是阻抗可变电路60配置于并联臂电路P1。因此，能够抑制以下情况：配置有串联臂电路S1及S2的第一路径的传输损耗由于因阻抗可变电路60的开关SW1引起的接通电阻以及因可变电容器和可变电感器引起的Q值下降的影响而劣化。
图1C是示出实施方式1的变形例所涉及的高频电路2C所具有的并联臂电路P1的电路结构例的图。
该图中示出的并联臂电路P1具备弹性波谐振器A1和阻抗可变电路60。弹性波谐振器A1和阻抗可变电路60串联连接于节点x1与地之间。
作为高频电路2C的阻抗可变电路60，例如应用图1B中示出的阻抗可变电路60a～60f，阻抗可变电路60由电感器、电容器以及开关等构成，它们的连接既可以是串联连接也可以是并联连接。
根据本变形例的上述结构，构成第一路径的布线A和布线B同构成第二路径的布线C形成于多层基板的不同的层，且被配置成在俯视多层基板的情况下不重叠，因此能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在高频电路2C中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够确保通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量。因此，能够提供传输特性优异的带通特性可变型的高频电路2C。
图2A是实施例1所涉及的高频电路2A的电路结构图。该图中示出的高频电路2A是实施方式1所涉及的高频电路2的具体的电路结构例，具备输入输出端子T1及T2、串联臂电路S1及S2以及并联臂电路P1。下面，集中于实施方式1所涉及的高频电路2的说明中未记载的结构来说明实施例1所涉及的高频电路2A。
串联臂电路S1具有串联配置在第一路径上的电容器C1。串联臂电路S2具有串联配置在第一路径上的电容器C2。
并联臂电路P1具备电感器L1、电容器C3及C4、以及开关SW1。电感器L1和电容器C4串联连接于节点x1与地之间，构成了LC串联谐振电路。电容器C3和开关SW1串联连接于电感器L1同电容器C4的连接节点与地之间，构成了阻抗可变电路60A。此外，本实施例的并联臂电路P1为与图1B的(d)中示出的并联臂电路P1相同的电路结构。根据该结构，通过将开关SW1在接通状态与断开状态之间切换，并联臂电路P1的谐振频率能够改变。换言之，通过将开关SW1在接通状态与断开状态之间切换，并联臂电路P1的阻抗能够改变。
高频电路2A还具备：布线A(第一布线)，其与输入输出端子T1及电容器C1连接，构成第一路径的一个端部区域；布线B(第二布线)，其与输入输出端子T2及电容器C2连接，构成第一路径的另一端部区域；以及布线C(第三布线)，其与电容器C3及开关SW1连接，构成第二路径的一部分区域。
图2B是表示实施例1所涉及的高频电路2A的安装结构的立体图。在该图中示出了形成于多层基板70的、构成高频电路2A的各电路元件和布线的配置关系。
多层基板70是形成有导体图案的多个(n层：n为2以上的整数)电介质层701～70n沿与多层基板70的主面垂直的方向(图2B的Z轴方向)层叠而成的层叠体。此外，在电介质层701～70(n-1)中，设为在各层的背对的2个面中的Z轴正方向侧的面形成有导体图案，在电介质层70n中，设为在背对的2个面的两侧的面形成有导体图案。
开关SW1形成于电介质层701，形成于多层基板70的上表面(第一主面)。另外，电容器C3形成于电介质层704。由此，布线C形成于电介质层701～704。电介质层704比电介质层701靠下层，比电介质层70n靠上层。此外，电容器C3不限定于形成于电介质层704，只要形成为比电介质层701靠下层且比电介质层70n靠上层即可。
输入输出端子T1及T2形成于电介质层70n，形成于多层基板70的下表面(第二主面)。另外，电容器C1及C2形成于电介质层707。由此，布线A和布线B形成于电介质层707～70n。也就是说，布线A及布线B与布线C形成于不同的层。
并且，在俯视多层基板70的情况下(在从Z轴方向观察的情况下)，布线A及布线B不与布线C重叠。
根据上述结构，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在高频电路2A中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够确保通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量。另外，阻抗可变电路60A配置于并联臂电路P1。因此，能够抑制以下情况：配置有串联臂电路S1及S2的第一路径的传输损耗由于因阻抗可变电路60A引起的开关SW1的接通电阻的影响而劣化。因此，能够提供传输特性优异的带通特性可变型的高频电路2A。
另外，输入输出端子T1及T2配置于多层基板70的下表面(第二主面)，开关SW1配置于多层基板70的上表面(第一主面)。由此，能够将与输入输出端子T1或T2连接的布线A及布线B配置于多层基板70的第二主面侧，将在配置有阻抗可变电路60A的第二路径上配置的布线C配置于多层基板70的第一主面侧。因此，即使使布线A及布线B与布线C配置于不同的电介质层，也能够缩短各布线的布线长度，因此能够降低高频电路2A的传输损耗。
并且，作为构成阻抗可变电路60A的可变元件的开关SW1形成于第一主面，因此能够由表面安装型的元件来构成开关SW1。因此，与使用多层基板70的各电介质层来构成的开关元件相比能够降低接通电阻。另外，在阻抗可变电路60如图1B的(b)及(e)那样由可变电感器或可变电容器构成的情况下，与使用多层基板70的各电介质层来构成的可变电感器或可变电容器相比，能够提高Q值。由此，能够提高高频电路2A的带通特性。
另外，期望的是，如图2B所示，在实施例1所涉及的高频电路2A中，串联臂电路S1及S2以及并联臂电路P1分别包括1个以上的电容器，在上述俯视时，串联臂电路S1的电容器C1和串联臂电路S2的电容器C2不与并联臂电路P1的电容器C3重叠。
由此，能够抑制在串联臂电路S1及S2与并联臂电路P1之间产生不需要的寄生电容。由此，在高频电路2A中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够确保通带中的更低的传输损耗和衰减带中的更高的衰减量。
此外，在图2B中未示出电感器L1、电容器C4以及与它们连接的布线的安装结构，但是期望的是该布线形成于与形成有布线A和布线B的电介质层不同的电介质层，另外，期望的是，在俯视多层基板70的情况下，该布线不与布线A及布线B重叠。由此，能够抑制在连接于串联臂电路的布线与连接于并联臂电路的布线之间产生不需要的电磁场耦合。因此，能够确保通带中的更低的传输损耗以及衰减带中的更高的衰减量。
下面，将通过如实施例1所涉及的高频电路2A那样、如上所述那样配置布线A及布线B以及布线C来排除该布线之间的不需要的耦合的情况下的带通特性与不考虑各布线之间的配置关系从而该布线之间具有不需要的耦合的情况下的带通特性进行比较来说明。
图3A是仅在并联臂电路P1具有可变元件(可变电容器)、不存在不需要的耦合的高频电路2B的电路结构图。另外，图3B是仅在并联臂电路P1具有可变电容元件、具有产生不需要的耦合的布线配置结构的高频电路502A的电路结构图。另外，图3C是在并联臂电路P1和串联臂电路S1具有可变电容元件(可变电容器)、具有产生不需要的耦合的布线配置结构的高频电路502B的电路结构图。
图3A中示出的高频电路2B包含于本发明，具备输入输出端子T1及T2、串联臂电路S1及S2以及并联臂电路P1及P2。串联臂电路S1及S2分别是串联配置在将输入输出端子T1及T2连结的第一路径上的第一串联臂电路和第二串联臂电路。串联臂电路S1具有串联配置在第一路径上的电容器C1。串联臂电路S2具有串联配置在第一路径上的电感器L2。并联臂电路P1配置在将第一路径上的节点x1与地连结的第二路径上，由电感器L1和可变电容器VC2的并联连接电路构成。可变电容器VC2构成了第一阻抗可变电路。并联臂电路P2配置在将第一路径上的节点x2与地连结的路径上，由电感器L3构成。在上述电路结构中，在高频电路2B中，为如下的安装结构：同串联臂电路及输入输出端子T1或T2连接的布线与构成第二路径的一部分区域的第三布线没有发生电磁场耦合。
图3B中示出的高频电路502A是比较例，其电路连接结构与图3A中示出的高频电路2B的电路连接结构相同。但是，在高频电路502A中，为如下的安装结构：同串联臂电路及输入输出端子T1或T2连接的布线与构成第二路径的一部分区域的布线发生电磁场耦合。
图3C中示出的高频电路502B是比较例，其电路连接结构与图3B中示出的高频电路502A的电路连接结构相比，只有电容器C1替换为可变电容器VC1这一点不同。另外，在高频电路502B中，为如下的安装结构：同串联臂电路及输入输出端子T1或T2连接的布线与构成第二路径的一部分区域的布线发生电磁场耦合。
图4是将有无不需要的耦合的情况下的高频电路的带通特性进行比较的图表。在该图的(a)中示出了通过改变高频电路2B的可变电容器VC2来将通带调整为LTE(Long TermEvolution：长期演进)的Band1的情况(图中的(A)B1匹配)、通过改变高频电路2B的可变电容器VC2来将通带调整为LTE的Band41的情况(图中的(A)B41匹配)。另外，在该图的(a)中示出了通过改变高频电路502A的可变电容器VC2来将通带调整为LTE的Band1的情况(图中的(B)B1匹配)、通过改变高频电路502A的可变电容器VC2来将通带调整为LTE的Band41的情况(图中的(B)B41匹配)。另外，在该图的(b)中示出了通过改变高频电路502B的可变电容器VC1及VC2来将通带调整为LTE的Band1的情况(图中的(C)B1匹配)、通过改变高频电路502B的可变电容器VC1及VC2来将通带调整为LTE的Band41的情况(图中的(C)B41匹配)。另外，在该图的(b)中示出了通过改变高频电路502A的可变电容器VC2来将通带调整为LTE的Band1的情况(图中的(B)B1匹配)、通过改变高频电路502A的可变电容器VC2来将通带调整为LTE的Band41的情况(图中的(B)B41匹配)。
如图4的(a)所示可知，在将高频电路2B与高频电路502A比较时，排除了不需要的耦合的高频电路2B在Band1和Band41这两方均降低了通带内的插入损耗。
另外，如图4的(b)所示可知，在将高频电路502A与高频电路502B比较时，高频电路502B的Band41中的通带内的插入损耗增加了。判断为这是由于在高频电路502B中串联臂电路S1具有Q值低的可变电容器VC1来代替固定电容器。
[1.2变形例所涉及的高频电路的结构]
在此，示出虽然具有实施例1所涉及的高频电路2A的电路连接结构、但是布线A和布线B未形成于与形成有布线C的电介质层不同的电介质层的高频电路502C～502G的结构。根据该结构，也能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。
图5A是表示变形例1所涉及的高频电路502C的安装结构的立体图。在该图中示出了形成于多层基板70的、构成高频电路502C的各电路元件和布线的配置关系。
开关SW1形成于电介质层701，形成于多层基板70的上表面(第一主面)。另外，电容器C3形成于电介质层704。由此，布线C形成于电介质层701～704。此外，电容器C3不限定于形成于电介质层704，只要形成为比电介质层701靠下层且比电介质层70n靠上层即可。
输入输出端子T1及T2形成于电介质层70n，形成于多层基板70的下表面(第二主面)。另外，电容器C1及C2形成于电介质层704。由此，布线A和布线B形成于电介质层704～70n。此外，电容器C1及C2不限定于形成于电介质层704，只要形成于与形成有电容器C3的层相同的层即可。
也就是说，布线A及布线B以及布线C形成于共同的电介质层704。此外，在俯视多层基板70的情况下(在从Z轴方向观察的情况下)，布线A及布线B不与布线C重叠。
另外，在电介质层704中，在电容器C1及C2与电容器C3之间形成有地图案G1。另外，在电介质层70n中，在输入输出端子T1及T2之间形成有地图案G2。地图案G1及G2通过形成于电介质层704～70n的布线G连接。
根据上述结构，布线A及布线B与布线C形成于同一电介质层704，但是在布线A及布线B与布线C之间形成有地图案G1。因此，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在高频电路502C中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够抑制带通特性和衰减特性的劣化。
图5B是表示变形例2所涉及的高频电路502D的安装结构的立体图。在该图中示出了形成于多层基板70的、构成高频电路502D的各电路元件和布线的配置关系。
开关SW1形成于电介质层701，形成于多层基板70的上表面(第一主面)。另外，电容器C3形成于电介质层701。由此，布线C形成于电介质层701。
此外，本变形例的开关SW1和电容器C3也可以通过IPD(Integrated PassiveDevice：集成无源器件)形成为1个封装。
输入输出端子T1及T2形成于电介质层70n，形成于多层基板70的下表面(第二主面)。另外，电容器C1及C2形成于电介质层701。由此，布线A和布线B形成于电介质层701～70n。
也就是说，布线A及布线B以及布线C形成于共同的电介质层701。此外，在俯视多层基板70的情况下(在从Z轴方向观察的情况下)，布线A及布线B不与布线C重叠。
另外，在电介质层701中，在电容器C1及C2与电容器C3之间形成有地图案G1。另外，在电介质层70n中，在输入输出端子T1及T2之间形成有地图案G2。地图案G1及G2通过形成于电介质层701～70n的布线G连接。
根据上述结构，布线A及布线B与布线C形成于同一电介质层701，但是在布线A及布线B与布线C之间形成有地图案G1。因此，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在高频电路502D中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够抑制带通特性和衰减特性的劣化。
图5C是表示变形例3所涉及的高频电路502E的安装结构的立体图。在该图中示出了形成于多层基板70的、构成高频电路502E的各电路元件和布线的配置关系。
开关SW1形成于电介质层701，形成于多层基板70的上表面(第一主面)。另外，电容器C3形成于电介质层704。由此，布线C形成于电介质层701～704。此外，电容器C3不限定于形成于电介质层704，只要形成为比电介质层701靠下层且比电介质层70n靠上层即可。
输入输出端子T1及T2形成于电介质层701，形成于多层基板70的上表面(第一主面)。另外，电容器C1及C2形成于电介质层704。由此，布线A和布线B形成于电介质层701～704。此外，电容器C1及C2不限定于形成于电介质层704，只要形成于与形成有电容器C3的层相同的层即可。
也就是说，布线A及布线B以及布线C形成于共同的电介质层701～704。此外，在俯视多层基板70的情况下(在从Z轴方向观察的情况下)，布线A及布线B不与布线C重叠。另外，输入输出端子T1及T2形成于多层基板70的上表面(第一主面)，但是输入输出信号被接合线引出到多层基板70的下表面侧。
另外，在电介质层701中，在输入输出端子T1及T2与开关SW1之间形成有地图案G2。在电介质层704中，在电容器C1及C2与电容器C3之间形成有地图案G1。另外，在电介质层70n形成有地图案G3。地图案G1、G2及G3通过形成于电介质层701～70n的布线G连接。
根据上述结构，布线A及布线B与布线C形成于同一电介质层701～704，但是在电容器C1及C2与电容器C3之间形成有地图案G1，在布线A及布线B与布线C之间形成有布线G。因此，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在高频电路502E中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够抑制带通特性和衰减特性的劣化。
图5D是表示变形例4所涉及的高频电路502F的安装结构的立体图。在该图中示出了形成于多层基板70的、构成高频电路502F的各电路元件和布线的配置关系。
开关SW1形成于电介质层701，形成于多层基板70的上表面(第一主面)。另外，电容器C3形成于电介质层701。由此，布线C形成于电介质层701。
输入输出端子T1及T2形成于电介质层701，形成于多层基板70的上表面(第一主面)。另外，电容器C1及C2形成于电介质层701。由此，布线A和布线B形成于电介质层701。
也就是说，布线A及布线B以及布线C形成于共同的电介质层701。此外，在俯视多层基板70的情况下(在从Z轴方向观察的情况下)，布线A及布线B不与布线C重叠。另外，输入输出端子T1及T2形成于多层基板70的上表面(第一主面)，但是输入输出信号被接合线引出到多层基板70的下表面侧。
另外，在电介质层701中，在电容器C1及C2与电容器C3之间形成有地图案G1。另外，在电介质层70n形成有地图案G3。地图案G1及G3通过形成于电介质层701～70n的布线G连接。
根据上述结构，布线A及布线B与布线C形成于同一电介质层701，但是在电容器C1及C2与电容器C3之间形成有地图案G1。因此，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在高频电路502F中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够抑制带通特性和衰减特性的劣化。
图5E是表示变形例5所涉及的高频电路502G的安装结构的立体图。在该图中示出了形成于多层基板70的、构成高频电路502G的各电路元件和布线的配置关系。
开关SW1形成于电介质层701，形成于多层基板70的上表面(第一主面)。另外，电容器C3形成于电介质层704。由此，布线C形成于电介质层701～704。此外，电容器C3不限定于形成于电介质层704，只要形成为比电介质层701靠下层且比电介质层70n靠上层即可。
输入输出端子T1及T2形成于电介质层70n，形成于多层基板70的下表面(第二主面)。另外，电容器C1及C2形成于电介质层704。由此，布线A和布线B形成于电介质层704～70n。此外，电容器C1及C2不限定于形成于电介质层704，只要形成于与形成有电容器C3的层相同的层即可。
也就是说，布线A及布线B以及布线C形成于共同的电介质层704。此外，在俯视多层基板70的情况下(在从Z轴方向观察的情况下)，布线A及布线B不与布线C重叠。
另外，在电介质层704中，在电容器C1及C2与电容器C3之间形成有与地连接的电容器C4。另外，在电介质层70n中，在输入输出端子T1及T2之间形成有地图案G2。电容器C4和地图案G2通过形成于电介质层704～70n的布线G连接。
根据上述结构，布线A及布线B与布线C形成于同一电介质层704，但是在布线A及布线B与布线C之间形成有与地连接的电容器C4的电极图案。因此，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在高频电路502G中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够抑制带通特性和衰减特性的劣化。
(实施方式2)
在本实施方式中，说明使用了实施方式1所涉及的高频电路2的多工器10、高频前端电路50以及通信装置1。
[2.1通信装置的结构]
图6A是实施方式2所涉及的通信装置1的电路结构图。如图6A所示，通信装置1具备天线元件3、高频前端电路50、RF信号处理电路(RFIC)4以及基带信号处理电路(BBIC)5。
RFIC 4是对利用天线元件3发送接收的高频信号进行处理的RF信号处理电路。具体地说，RFIC 4对从天线元件3经由高频前端电路50输入的高频信号(在此为高频接收信号)通过下变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的接收信号输出到BBIC 5。另外，RFIC 4也能够将从BBIC 5输入的发送信号通过上变频等进行信号处理，将该信号处理后生成的高频信号(在此为高频发送信号)输出到发送侧信号路径。
另外，在本实施方式中，RFIC 4还具有作为以下的控制部的功能：基于所使用的频带(频段)来对高频前端电路50所具有的开关(后述)的连接进行控制。具体地说，RFIC 4通过控制信号(未图示)来切换高频前端电路50所具有的开关的连接。此外，控制部也可以设置于RFIC 4的外部，例如也可以设置于高频前端电路50或BBIC 5。
接着，说明高频前端电路50的详细结构。
如图6A所示，高频前端电路50是接收系统前端电路，具备多工器10、开关31、滤波器21、22及23、以及接收放大器41、42及43。
多工器10具备公共端子100、输入输出端子110及120、低通滤波器11以及高通滤波器12。
低通滤波器11是如下的低通型滤波器：应用了实施方式1所涉及的高频电路2，具备输入输出端子T1及T2、串联臂电路S1及S2、以及并联臂电路P1，以低频段组的频率范围为通带，以高频段组的频率范围为衰减带。输入输出端子T1与公共端子100连接，输入输出端子T2与输入输出端子110连接。低通滤波器11具备具有第一开关元件的第一阻抗可变电路，通过该第一开关元件的导通和非导通，低通滤波器11的通带和衰减带中的至少一方能够以维持低损耗和高衰减的方式改变。
高通滤波器12是如下的高通型滤波器：配置于公共端子100与输入输出端子120之间，以高频段组的频率范围为通带，以低频段组的频率范围为衰减带。
此外，在本实施方式中，将具有第一开关元件从而频率可变的滤波器定义为第一滤波器，将频率固定的滤波器定义为第二滤波器。另外，将连接了第一滤波器的输入输出端子定义为第三输入输出端子，将连接了第二滤波器的输入输出端子定义为第四输入输出端子。另外，第一滤波器的通带通过第一开关元件的导通和非导通来在第一频带与第二频带之间切换。另外，第二滤波器的通带是第三频带。第一频带和第二频带属于第一频带组，第三频带属于第二频带组。
因此，在图6A中示出的多工器10中，低通滤波器11是第一滤波器，高通滤波器12是第二滤波器，输入输出端子110是第三输入输出端子，输入输出端子120是第四输入输出端子。另外，低频段组是第一频带组，高频段组是第二频带组。
开关31是如下的第三开关元件：具有公共端子310(第二公共端子)、选择端子311(第一选择端子)以及选择端子312(第二选择端子)，公共端子310与输入输出端子110连接。开关31是能够使公共端子310与选择端子311及312中的任一个选择端子连接的SPDT(Single Pole Double Throw：单刀双掷)型的开关电路。此外，开关31也可以具有并联配置有2个SPST(SinglePoleSingleThrow)型的开关的电路结构。另外，也可以是SP3T和SP4T等的开关电路，在该情况下，只要使用公共端子和所需的选择端子即可。
滤波器21是与选择端子311连接的、以BandA为通带的带通滤波器。滤波器22是与选择端子312连接的、以BandB为通带的带通滤波器。滤波器23是与输入输出端子120连接的、以BandC为通带的带通滤波器。
在图6A中示出的高频前端电路50中，滤波器21是以第一频带(BandA)为通带的第三滤波器。滤波器22是以第二频带(BandB)为通带的第四滤波器。滤波器23是以第三频带(BandC)为通带的第五滤波器。
接收放大器41与滤波器21连接，接收放大器42与滤波器22连接，接收放大器43与滤波器23连接。接收放大器41～43中的各接收放大器例如是由晶体管等构成的低噪声放大器。接收放大器41及42构成了放大电路40(第一放大电路)。接收放大器43是第二放大电路。此外，放大电路40也可以由1个接收放大器构成，在该情况下，SPDT型的开关配置于滤波器21及22与放大电路40之间。
图6B是示出实施方式2所涉及的多工器10的带通特性与CA模式之间的关系的图。在该图中示出了BandA、BandB以及BandC的频率分配，作为一例，BandA、BandB、BandC按频率从低到高的顺序。另外，在该图中示出了频率可变型的低通滤波器11的带通特性和频率固定型的高通滤波器12的带通特性。
此外，BandA(第一频带)与BandB(第二频带)也可以有一部分重叠。也就是说，BandB(第二频带)的至少一部分位于BandA(第一频带)与BandC(第三频带)之间。
例如，也可以是，在图1B中记载的频段配置中，将BandA设为第一频带，将包含BandA和BandB的BandE(BandA+BandB)设为第二频带。
多工器10和高频前端电路50能够同时传输属于低频段组的BandA和BandB中的一方的高频信号以及属于高频段组的BandC的高频信号。具体地说，能够执行BandA与BandC的CA模式1以及BandB与BandC的CA模式2。并且，对BandA的高频信号和BandB的高频信号排他地进行传输。
如图6B所示，例如，在(1)同时使用BandA和BandC的CA模式1以及(2)同时使用BandB和BandC的CA模式2中，同时使用的2个频带的频率间隔不同。在本例中，CA模式1的频率间隔比CA模式2的频率间隔大。
根据上述多工器10的结构，通过第一开关元件的导通和非导通中的一方，如图6B所示，低通滤波器11的通带和衰减带中的至少一方能够以维持低损耗和高衰减的方式改变，因此，例如，在(1)同时使用的2个频带的频率间隔小的CA模式2的情况下，通过使低通滤波器11的通带接近高通滤波器12的通带，能够抑制低通滤波器11的通带中的高通滤波器12的通带侧(低通滤波器11的通带高频端)的插入损耗的劣化。换言之，能够抑制在低通滤波器11的后级连接的滤波器22的通带高频端的插入损耗的劣化。
在低通滤波器11中，与输入输出端子T1连接的构成第一路径的一个端部区域的布线A、与输入输出端子T2连接的构成第一路径的另一端部区域的布线B、以及构成第二路径的一部分区域的布线C形成于层叠多个电介质层而成的多层基板。布线A和布线B形成于与形成有布线C的电介质层不同的电介质层，在俯视该多层基板的情况下，布线A及布线B不与布线C重叠。据此，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合，因此能够确保低通滤波器11的通带中的低的传输损耗以及衰减带中的高的衰减量。因此，能够提供传输特性优异的带通特性可变型的多工器10。
另外，根据上述多工器10的结构，通过第一开关元件的导通和非导通中的另一方，如图6B所示，例如，在(2)同时使用的2个频带的频率间隔大的CA模式1的情况下，通过使位于低通滤波器11的通带与高通滤波器12的通带之间的低通滤波器11的衰减带接近低通滤波器11的通带侧(低频侧)，能够提高低通滤波器11与高通滤波器12之间的隔离度。
因此，在所谓的低频段组与高频段组之间执行CA的多工器10中，即使所选择的频带改变，也能够抑制插入损耗或分波特性的劣化。
此外，在本实施方式中，通过第一开关元件而频率可变的、应用了实施方式1所涉及的高频电路2的滤波器也可以不是低通滤波器11而是高通滤波器12。
另外，在本实施方式中，例示了接收系统的高频前端电路50，但是也可以是发送系统的高频前端电路，或者也可以是执行发送和接收这两方的高频前端电路。
[2.2实施例2所涉及的多工器]
图7A是实施例2所涉及的多工器10A及其周边电路的电路结构图。在该图中示出了实施例2所涉及的多工器10A、天线元件3、开关31以及滤波器21～23。
实施例2所涉及的多工器10A是实施方式2所涉及的多工器10的具体的电路结构例，具备低通滤波器11A和高通滤波器12。实施例2所涉及的多工器10A与实施方式2所涉及的多工器10相比，仅在低通滤波器11A的电路结构上不同。下面，关于实施例2所涉及的多工器10A，省略其与实施方式2所涉及的多工器10相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
低通滤波器11A具备输入输出端子T1及T2、串联臂电路S1A及S2A、以及并联臂电路P1A。
串联臂电路S1A具有串联配置在将输入输出端子T1与输入输出端子T2连结的第一路径上的电感器L22。串联臂电路S2A具有串联配置在第一路径上的电感器L23。
并联臂电路P1A具备电感器L21、电容器C21以及开关SW2。电感器L21和电容器C21串联连接于节点x1与地之间，构成了LC串联谐振电路。开关SW2是与电感器L21并联连接的第一开关元件，构成了阻抗可变电路61。开关SW2例如是SPST(Single Pole Single Throw：单刀单掷)型的开关电路。
在本实施例中，低通滤波器11A是第一滤波器，高通滤波器12是第二滤波器，输入输出端子110是第三输入输出端子，输入输出端子120是第四输入输出端子。另外，低频段组是第一频带组，高频段组是第二频带组。
图7B是示出实施例2所涉及的多工器10A的低通滤波器11A的带通特性的图表。如该图所示，通过开关SW2成为导通(On)，与开关SW2并联连接的电感器L21被绕开。由此，并联臂电路P1A变得不具有谐振点，因此衰减极点消失(图7B的虚线)。另一方面，通过开关SW2成为非导通(Off)，并联臂电路P1A成为LC串联谐振电路，具有谐振点，因此产生衰减极点。由此，低通滤波器11A的通带高频侧的陡度提高(图7B的实线)。因此，与高通滤波器12的通带相当的低通滤波器11A的衰减带的衰减量提高。也就是说，低通滤波器11A与高通滤波器12之间的隔离度提高。
在将上述的实施例2所涉及的多工器10A例如应用于图6B中示出的频率分配的情况下，在CA模式2的情况下，通过使开关SW2导通，能够降低BandB的高频端的插入损耗。另一方面，在CA模式1的情况下，通过使开关SW2非导通，能够提高BandA与BandC之间的隔离度。
因此，在所谓的低频段组与高频段组之间执行CA的多工器10A中，即使所选择的频带改变，也能够抑制插入损耗或分波特性的劣化。
(实施方式3)
在实施方式2中，构成多工器的多个滤波器中的1个是频率可变型的滤波器，与此相对，本实施方式所涉及的多工器具有以下结构：构成多工器的多个滤波器中的2个是频率可变型的滤波器。
[3.1高频前端电路的结构]
图8是实施方式3所涉及的高频前端电路50L及其周边电路的电路结构图。如该图所示，高频前端电路50L是接收系统前端电路，具备多工器10L、开关31L及32L、滤波器21L、22L、23L、24L及25L、以及接收放大器41L、42L、43L、44L及45L。
多工器10L具备公共端子100、输入输出端子110及120、低通滤波器11L以及高通滤波器12L。
低通滤波器11L是如下的低通型滤波器：应用了实施方式1所涉及的高频电路2，具备输入输出端子T1及T3、串联臂电路S1及S2、以及并联臂电路P1，以低频段组的频率范围为通带，以高频段组的频率范围为衰减带。输入输出端子T1与公共端子100连接，输入输出端子T3与输入输出端子110连接。低通滤波器11L具备具有第一开关元件的第一阻抗可变电路，通过该第一开关元件的导通和非导通，低通滤波器11L的通带和衰减带中的至少一方能够以维持低损耗和高衰减的方式改变。
高通滤波器12L是如下的高通型滤波器：应用了实施方式1所涉及的高频电路2，具备输入输出端子T1及T2、串联臂电路S1及S2、以及并联臂电路P1，以高频段组的频率范围为通带，以低频段组的频率范围为衰减带。输入输出端子T1与公共端子100连接，输入输出端子T2与输入输出端子120连接。高通滤波器12L具备具有第二开关元件的第二阻抗可变电路，通过该第二开关元件的导通和非导通，高通滤波器12L的通带和衰减带中的至少一方能够以维持低损耗和高衰减的方式改变。
此外，在本实施方式中，将具有第一开关元件从而频率可变的滤波器定义为第一滤波器，将具有第二开关元件从而频率可变的滤波器定义为第二滤波器。另外，将连接了第一滤波器的输入输出端子定义为第三输入输出端子，将连接了第二滤波器的输入输出端子定义为第四输入输出端子。另外，第一滤波器的通带通过第一开关元件的导通和非导通来在第一频带与第二频带之间切换。另外，第二滤波器的通带通过第二开关元件的导通和非导通来在第三频带与第四频带之间切换。第一频带和第二频带属于第一频带组，第三频带和第四频带属于第二频带组。
因此，在图8中示出的多工器10L中，低通滤波器11L是第一滤波器，高通滤波器12L是第二滤波器，输入输出端子110是第三输入输出端子，输入输出端子120是第四输入输出端子。另外，低频段组是第一频带组，高频段组是第二频带组。
开关31L是如下的第三开关元件：具有公共端子310(第二公共端子)、选择端子311(第一选择端子)以及选择端子312(第二选择端子)，公共端子310与输入输出端子110连接。开关31L是能够使公共端子310与选择端子311及312中的任一个选择端子连接的SPDT型的开关电路。
开关32L是如下的第四开关元件：具有公共端子320(第二公共端子)、选择端子321(第四选择端子)、322及323(第三选择端子)，公共端子320与输入输出端子120连接。开关32L是能够使公共端子320与选择端子321、322及323中的任一个选择端子连接的SP3T型的开关电路。
滤波器21L是与选择端子311连接的、例如以LTE的Band3(接收带：1805MHz-1880MHz)为通带的带通滤波器。滤波器22L是与选择端子312连接的、例如以LTE的Band1(接收带：2110MHz-2170MHz)为通带的带通滤波器。滤波器23L是与选择端子321连接的、例如以LTE的Band7(接收带：2620MHz-2690MHz)为通带的带通滤波器。滤波器24L是与选择端子322连接的、例如以LTE的Band40(接收带：2300MHz-2400MHz)为通带的带通滤波器。滤波器25L是与选择端子323连接的、例如以LTE的Band41(接收带：2496MHz-2690MHz)为通带的带通滤波器。此外，滤波器22L也可以以LTE的Band65(接收带：2110MHz-2200MHz)为通带。
在图8中示出的高频前端电路50L中，滤波器21L是以第一频带为通带的第三滤波器。滤波器22L是以第二频带为通带的第四滤波器。滤波器24L及25L是以第三频带为通带的第五滤波器。滤波器23L是以第四频带为通带的第六滤波器。
接收放大器41L与滤波器21L连接，接收放大器42L与滤波器22L连接，接收放大器43L与滤波器23L连接，接收放大器44L与滤波器24L连接，接收放大器45L与滤波器25L连接。接收放大器41L～45L中的各接收放大器例如是由晶体管等构成的低噪声放大器。接收放大器41L及42L构成了放大电路40L(第一放大电路)。接收放大器43L～45L构成了放大电路46L(第二放大电路)。此外，放大电路40L及46L也可以分别由1个接收放大器构成，在该情况下，在滤波器21L及22L与放大电路40L之间配置SPDT型的开关，在滤波器23L～25L与放大电路46L之间配置SP3T型的开关。
在本实施方式中例示的LTE的5个频段按频率从低到高的顺序为Band3、Band1、Band40、Band41、Band7。Band3和Band1属于低频段组，Band40、Band41以及Band7属于高频段组。
根据本实施方式所涉及的多工器10L，例如，在(1)同时使用属于低频段组的Band1和属于高频段组的Band40的CA模式2、(2)同时使用属于低频段组的Band3和属于高频段组的Band40的CA模式1中，同时使用的2个频带的频率间隔不同，CA模式1的频率间隔比CA模式2的频率间隔大。
与此相对，根据多工器10L，通过第一开关元件的导通和非导通中的一方，低通滤波器11L的通带和衰减带中的至少一方能够以维持低损耗和高衰减的方式改变，因此，例如，在(1)同时使用的2个频带的频率间隔小的CA模式2的情况下，通过使低通滤波器11L的通带接近高通滤波器12L的通带，能够抑制低通滤波器11L的通带中的高通滤波器12L的通带侧(低通滤波器11L的通带高频端)的插入损耗的劣化。换言之，能够抑制在低通滤波器11L的后级连接的滤波器22L的通带高频端的插入损耗的劣化。
另外，根据多工器10L，通过第一开关元件的导通和非导通中的另一方，例如，在(2)同时使用的2个频带的频率间隔大的CA模式1的情况下，通过使位于低通滤波器11L的通带与高通滤波器12L的通带之间的低通滤波器11L的衰减带接近低通滤波器11L的通带侧(低频侧)，能够提高低通滤波器11L与高通滤波器12L之间的隔离度。
另外，根据本实施方式所涉及的多工器10L，例如，在(1)同时使用属于高频段组的Band40(或Band41)和属于低频段组的Band1的CA模式3、(2)同时使用属于高频段组的Band7和属于低频段组的Band1的CA模式4中，同时使用的2个频带的频率间隔不同，CA模式4的频率间隔比CA模式3的频率间隔大。
根据上述结构，通过第二开关元件的导通和非导通中的一方，高通滤波器12L的通带和衰减带中的至少一方能够以维持低损耗和高衰减的方式改变，因此，例如，在(1)同时使用的2个频带的频率间隔小的CA模式3的情况下，通过使高通滤波器12L的通带接近低通滤波器11L的通带，能够抑制高通滤波器12L的通带中的低通滤波器11L的通带侧(高通滤波器12L的通带低频端)的插入损耗的劣化。
另外，根据多工器10L，通过第二开关元件的导通和非导通中的另一方，例如，在(2)同时使用的2个频带的频率间隔大的CA模式4的情况下，通过使位于高通滤波器12L的通带与低通滤波器11L的通带之间的高通滤波器12L的衰减带接近高通滤波器12L的通带，能够提高低通滤波器11L与高通滤波器12L之间的隔离度。
并且，通过使低通滤波器11L和高通滤波器12L这两方均为频率可变，在基于属于低频段组的频带中的任一个频带以及属于高频段组的频带中的任一个频带的CA中，无论选择了哪种组合，都能够优化低通滤波器11L和高通滤波器12L的通带和衰减带。
因此，在所谓的低频段组与高频段组之间执行CA的多工器10L中，即使所选择的频带改变，也能够抑制插入损耗或分波特性的劣化。因此，能够提供传输特性优异的带通特性可变型的多工器10L。
下面，通过实施例3来示出实施方式3所涉及的多工器的具体的电路结构例。
[3.2实施例3所涉及的多工器]
图9A是实施例3所涉及的多工器10L的电路结构图。实施例3所涉及的多工器10L是图8中记载的多工器10L的具体的电路结构例，具备低通滤波器11L和高通滤波器12L。
低通滤波器11L具备串联臂电路S1B及S2B以及并联臂电路P1B。串联臂电路S1B具有彼此并联连接的电感器L2和电容器C5。串联臂电路S2B具有彼此并联连接的电感器L3和电容器C6。串联臂电路S1B及S2B在将输入输出端子T1(公共端子100)与输入输出端子T3(输入输出端子110)连结的路径上彼此串联连接。上述2个串联臂电路S1B及S2B分别构成了LC并联谐振电路。
并联臂电路P1B连接于串联臂电路S1B及S2B的连接节点与地之间，具备电感器L4、电容器C7及C8、以及开关SW1。电感器L4和电容器C8串联连接于上述连接节点与地之间，构成了LC串联谐振电路。电容器C7和开关SW1串联连接于电感器L4同电容器C8的连接节点与地之间，构成了第一阻抗可变电路。
在低通滤波器11L中，与输入输出端子T1、电感器L2及电容器C5连接的构成第一路径的一个端部区域的布线A、与输入输出端子T3、电感器L3及电容器C6连接的构成第一路径的另一端部区域的布线B、以及与电容器C7及开关SW1连接的构成第二路径的一部分区域的布线C形成于层叠多个电介质层而成的多层基板。低通滤波器11L的布线A和布线B形成于与形成有布线C的电介质层不同的电介质层，在俯视该多层基板的情况下，布线A及布线B不与布线C重叠。据此，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合，因此能够确保低通滤波器11L的通带中的低的传输损耗以及衰减带中的高的衰减量。
高通滤波器12L具备串联臂电路S1C及S2C以及并联臂电路P1C。串联臂电路S1C具有串联连接的电容器C1。串联臂电路S2C具有串联连接的电容器C2。串联臂电路S1C及S2C在将输入输出端子T1(公共端子100)与输入输出端子T2(输入输出端子120)连结的路径上彼此串联连接。
并联臂电路P1C连接于串联臂电路S1C及S2C的连接节点与地之间，具备电感器L1、电容器C3及C4、以及开关SW2。电感器L1和电容器C4串联连接于上述连接节点与地之间，构成了LC串联谐振电路。电容器C3和开关SW2串联连接于电感器L1同电容器C4的连接节点与地之间，构成了第二阻抗可变电路。
在高通滤波器12L中，与输入输出端子T1及电容器C1连接的构成第一路径的一个端部区域的布线A、与输入输出端子T2及电容器C2连接的构成第一路径的另一端部区域的布线B、以及与电容器C3及开关SW2连接的构成第二路径的一部分区域的布线C形成于层叠多个电介质层而成的多层基板。高通滤波器12L的布线A和布线B形成于与形成有布线C的电介质层不同的电介质层，在俯视该多层基板的情况下，布线A及布线B不与布线C重叠。据此，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合，因此能够确保高通滤波器12L的通带中的低的传输损耗以及衰减带中的高的衰减量。因此，能够提供传输特性优异的带通特性可变型的多工器10L。
在本实施例中，低通滤波器11L是第一滤波器，高通滤波器12L是第二滤波器，输入输出端子110是第三输入输出端子，输入输出端子120是第四输入输出端子。另外，低频段组是第一频带组，高频段组是第二频带组。
图9B是示出实施例3所涉及的多工器10L的带通特性的图表。在该图中示出了(1)使开关SW2导通的情况下的高通滤波器12L的带通特性(粗实线)、(2)使开关SW1导通的情况下的低通滤波器11L的带通特性(细实线)、(3)使开关SW2非导通的情况下的高通滤波器12L的带通特性(粗虚线)、以及(4)使开关SW1导通的情况下的低通滤波器11L的带通特性(细虚线)。
如图9B所示，在低通滤波器11L中，在开关SW1上串联连接有电容器C7，由此，即使是开关SW1导通(On)的情况，并联臂电路P1B也成为电容器C7及C8的并联合成电容器与电感器L4的LC串联谐振电路。通过该LC串联谐振电路与串联臂电路S1B及S2B的LC并联谐振，产生2个衰减极点(图9B的细实线)。另一方面，通过开关SW1成为非导通(Off)，并联臂电路P1B成为电感器L4与电容器C8的LC串联谐振电路，具有比开关SW1导通时的谐振点靠高频侧的谐振点，因此形成相比于开关SW1导通时向高频侧移位的衰减极点(图9B的细虚线)。因此，低通滤波器11L的通带高频侧的插入损耗降低。
另外，如图9B所示，在高通滤波器12L中，在开关SW2上串联连接有电容器C3，由此，即使是开关SW2导通(On)的情况，并联臂电路P1C也成为电容器C3及C4的并联合成电容器与电感器L1的LC串联谐振电路。通过该LC串联谐振电路，产生了1个衰减极点(图9B的粗实线)。另一方面，通过开关SW2成为非导通(Off)，并联臂电路P1C成为电感器L1与电容器C4的LC串联谐振电路，具有比开关SW2导通时的谐振点靠高频侧的谐振点，因此形成相比于开关SW2导通时向高频侧移位的衰减极点(图9B的粗虚线)。因此，与低通滤波器11L的通带相当的高通滤波器12L的衰减带的衰减量提高。
例如，如图9B所示，当使开关SW1非导通且使开关SW2导通时，高通滤波器12L的通带与低通滤波器11L的通带接近。另一方面，当使开关SW1导通且使开关SW2非导通时，高通滤波器12L的通带与低通滤波器11L的通带远离。在该情况下，使开关SW1导通且使SW2非导通会使高通滤波器12L与低通滤波器11L之间的隔离度提高。
在具有如上所述的特性的多工器10L中，例如，在(1)Band3与Band40的CA模式的情况下，使开关SW1及SW2导通。由此，高通滤波器12L和低通滤波器11L的通带均向低频侧移位。反之，在(2)Band1与Band7的CA模式的情况下，使开关SW1及SW2非导通。由此，高通滤波器12L和低通滤波器11L的通带均向高频侧移位。另外，在(3)Band3与Band7的CA模式的情况下，使开关SW1导通且使开关SW2非导通。由此，高通滤波器12L的通带向高频侧移位，低通滤波器11L的通带向低频侧移位。另外，在(4)Band1与Band40的CA模式的情况下，使开关SW1非导通且使开关SW2导通。由此，高通滤波器12L的通带向低频侧移位，低通滤波器11L的通带向高频侧移位。
图10A是表示实施例3所涉及的多工器10L的安装结构的立体图。另外，图10B是示出构成实施例3所涉及的多工器10L的各层的导体图案的层叠图。在图10A中示出了形成于多层基板70的、构成实施例3所涉及的多工器10L的各电路元件及布线的配置关系。
多层基板70是形成有导体图案的8层的电介质层701～708沿与多层基板70的主面垂直的方向(图10B的Z轴方向)层叠而成的层叠体。此外，多层基板70的电介质层数不限定于8层，只要是2以上的任意数量即可。
电感器L1～L4形成于电介质层701，形成于多层基板70的上表面(第一主面)。另外，电容器C1、C2、C3、C5、C6及C7形成于电介质层703及704。由此，布线C形成于电介质层701～702。电介质层703及704比电介质层701靠下层，比电介质层708靠上层。此外，电容器C1、C2、C3、C5、C6及C7不限定于形成于电介质层703及704，只要形成为比电介质层701靠下层、比电介质层708靠上层即可。
另外，电容器C4及C8形成于电介质层707。
输入输出端子T1、T2及T3形成于电介质层708，形成于多层基板70的下表面(第二主面)。由此，布线A和布线B形成于电介质层704～708。也就是说，布线A及布线B与布线C形成于不同的层。
并且，在俯视多层基板70的情况下(在从Z轴方向观察的情况下)，布线A及布线B不与布线C重叠。
根据上述结构，能够抑制在布线A及布线B与布线C之间产生不需要的电磁场耦合。由此，在多工器10L中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够确保通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量。另外，第一阻抗可变电路和第二阻抗可变电路配置于并联臂电路P1B及P1C。因此，能够抑制以下情况：配置有串联臂电路S1B、S2B、S1C及S2C的第一路径的传输损耗由于因第一阻抗可变电路和第二阻抗可变电路引起的开关SW1及SW2的接通电阻的影响而劣化。
另外，输入输出端子T1、T2及T3配置于多层基板70的下表面(第二主面)，开关SW1及SW2配置于多层基板70的上表面(第一主面)。由此，能够将与输入输出端子T1、T2或T3连接的布线A及布线B配置于多层基板70的第二主面侧，将在配置有第一阻抗可变电路和第二阻抗可变电路的第二路径上配置的布线C配置于多层基板70的第一主面侧。因此，即使使布线A及布线B与布线C配置于不同的电介质层，也能够缩短各布线的布线长度，因此能够降低多工器10L的传输损耗。
并且，作为构成第一阻抗可变电路和第二阻抗可变电路的可变元件的开关SW1及SW2形成于第一主面，因此能够由表面安装型的元件来构成开关SW1及SW2。因此，与使用多层基板70的各电介质层来构成的开关元件相比能够降低接通电阻。另外，在第一阻抗可变电路和第二阻抗可变电路如图1B的(b)及(e)那样由可变电感器或可变电容器构成的情况下，与使用多层基板70的各电介质层来构成的可变电感器或可变电容器相比，能够提高Q值。由此，能够提高多工器10L的带通特性。
另外，如图9A所示，在实施例3所涉及的多工器10L中，串联臂电路S1B、S2B、S1C及S2C以及并联臂电路P1B及P1C分别包括1个以上的电容器。期望的是，如图10B所示，在上述俯视时，串联臂电路S1B的电容器C5和串联臂电路S2B的电容器C6不与并联臂电路P1B的电容器C7及C8重叠。另外，期望的是，串联臂电路S1C的电容器C1和串联臂电路S2C的电容器C2不与并联臂电路P1C的电容器C3及C4重叠。
由此，能够抑制在串联臂电路S1B及S2B与并联臂电路P1B之间、以及在串联臂电路S1C及S2C与并联臂电路P1C之间产生不需要的寄生电容。由此，在多工器10L中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够确保通带中的更低的传输损耗和衰减带中的更高的衰减量。
如以上那样，在所谓的低频段组与高频段组之间执行CA的多工器10L中，即使所选择的频带改变，也能够在维持通带中的更低的传输损耗和衰减带中的更高的衰减量的同时抑制插入损耗或分波特性的劣化。
[3.3变形例所涉及的高频前端电路]
图11A是实施方式3的变形例1所涉及的高频前端电路50M及其周边电路的电路结构图。如该图所示，高频前端电路50M是接收系统前端电路，具备同向双工器60M、多工器10L、开关31L、32M及33M、滤波器21L、22L、23L、24L、25M及26M、以及接收放大器41L、42L、43L、44L、45M及46M。变形例1所涉及的高频前端电路50M与实施方式3所涉及的高频前端电路50L相比，在以下方面不同：(1)在天线元件3与多工器10L之间配置有同向双工器60M；以及(2)附加有传输第三频带组的信号路径。下面，关于变形例1所涉及的高频前端电路50M，省略其与实施方式3所涉及的高频前端电路50L相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
开关32M具有公共端子和2个选择端子，公共端子与输入输出端子120连接。开关32M是能够使公共端子与2个选择端子中的任一个选择端子连接的SPDT型的开关电路。
同向双工器60M具有高通滤波器和低通滤波器，公共端子与天线元件3连接，高通滤波器的输出端与多工器10L的公共端子100连接，低通滤波器的输出端与开关33M连接。同向双工器60M的高通滤波器是使Band1、3、7以及40通过、使Band11(1475.9MHz-1495.9MHz)和Band21(1495.9MHz-1510.9MHz)衰减的高通型滤波器。另外，同向双工器60M的低通滤波器是使Band1、3、7及40衰减、使Band11及21通过的低通型滤波器。
此外，同向双工器60M的高通滤波器是使Band11、21、3、1、40及7通过、使低频段组(699MHz-960MHz、例如包括Band20(发送带：832MHz-862MHz、接收带：791MHz-821MHz))衰减的高通型滤波器，低通滤波器也可以是使Band11、21、3、1、40及7衰减、使上述低频段组(例如包括Band20)通过的低通型滤波器。
滤波器25M是与开关33M的一个选择端子连接的、以Band11为通带的带通滤波器。滤波器26M是与开关33M的另一个选择端子连接的、以Band21为通带的带通滤波器。
接收放大器45M与滤波器25M连接，接收放大器46M与滤波器26M连接。接收放大器45M及46M中的各接收放大器例如是由晶体管等构成的低噪声放大器。
根据上述结构，在多工器10L中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够提供确保了通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量的高频前端电路50M。
图11B是实施方式3的变形例2所涉及的高频前端电路50N及其周边电路的电路结构图。如该图所示，高频前端电路50N是接收系统前端电路，具备同向双工器60M及61N、多工器10N1、10N2及10N3、开关31L、32M及33M、滤波器21L、22L、23L、24L、25M及26M、以及接收放大器41N、42N及43N。变形例2所涉及的高频前端电路50N与变形例1所涉及的高频前端电路50M相比，多工器10N1～10N3的配置位置不同。下面，关于变形例2所涉及的高频前端电路50N，省略其与变形例1所涉及的高频前端电路50M相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
开关32M具有公共端子和2个选择端子，公共端子与同向双工器61N的高通滤波器的输出端连接。开关32M是能够使公共端子与2个选择端子中的任一个选择端子连接的SPDT型的开关电路。
开关33M具有公共端子和2个选择端子，公共端子与同向双工器60M的低通滤波器的输出端连接。开关33M是能够使公共端子与2个选择端子中的任一个选择端子连接的SPDT型的开关电路。
同向双工器60M具有高通滤波器和低通滤波器，公共端子与天线元件3连接，高通滤波器的输出端与同向双工器61N的公共端子连接，低通滤波器的输出端与开关33M连接。同向双工器60M的高通滤波器是使Band1、3、7及40通过、使Band11和Band21衰减的高通型滤波器。另外，同向双工器60M的低通滤波器是使Band1、3、7及40衰减、使Band11和Band21通过的低通型滤波器。
同向双工器61N具有高通滤波器和低通滤波器，高通滤波器的输出端与开关32M的公共端子连接，低通滤波器的输出端与开关31L的公共端子连接。同向双工器61N的高通滤波器是使Band7及40通过、使Band1及3衰减的高通型滤波器。另外，同向双工器61N的低通滤波器是使Band7及40衰减、使Band1及3通过的低通型滤波器。
多工器10N1具有与本实施方式所涉及的多工器10L相同的结构。多工器10N1的高通滤波器是使Band7通过、使Band40衰减的带通特性可变型的高通型滤波器。多工器10N1的低通滤波器是使Band7衰减、使Band40通过的带通特性可变型的低通型滤波器。
多工器10N2具有与本实施方式所涉及的多工器10L相同的结构。多工器10N2的高通滤波器是使Band1通过、使Band3衰减的带通特性可变型的高通型滤波器。多工器10N2的低通滤波器是使Band1衰减、使Band3通过的带通特性可变型的低通型滤波器。
多工器10N3具有与本实施方式所涉及的多工器10L相同的结构。多工器10N3的高通滤波器是使Band21通过、使Band11衰减的带通特性可变型的高通型滤波器。多工器10N3的低通滤波器是使Band21衰减、使Band11通过的带通特性可变型的低通型滤波器。
接收放大器41N与多工器10N1的公共端子连接，接收放大器42N与多工器10N2的公共端子连接，接收放大器43N与多工器10N3的公共端子连接。接收放大器41N、42N及43N中的各接收放大器例如是由晶体管等构成的低噪声放大器。
根据上述结构，在多工器10N1～10N3中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够提供确保了通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量的高频前端电路50N。
图11C是实施方式3的变形例3所涉及的高频前端电路50P及其周边电路的电路结构图。如该图所示，高频前端电路50P是接收系统前端电路，具备同向双工器61N、多工器10P、开关31L及32L、滤波器21L、22L、23L、24L及25L、以及接收放大器41L、42L、43L、44L及45L。变形例3所涉及的高频前端电路50P与实施方式3所涉及的高频前端电路50L相比，在以下方面不同：(1)附加了同向双工器61N；以及(2)多工器10P的配置位置不同。下面，关于变形例3所涉及的高频前端电路50P，省略其与实施方式3所涉及的高频前端电路50L相同的结构的说明，以不同的结构为中心来进行说明。
同向双工器61N具有高通滤波器和低通滤波器，公共端子与天线元件3连接，高通滤波器的输出端与开关32L的公共端子连接，低通滤波器的输出端与开关31L的公共端子连接。同向双工器61N的高通滤波器是使Band7、40及41通过、使Band1及3衰减的高通型滤波器。另外，同向双工器61N的低通滤波器是使Band7、40及41衰减、使Band1及3通过的低通型滤波器。
多工器10P具有与本实施方式所涉及的多工器10L相同的结构。多工器10P的高通滤波器是使Band7、40及41通过、使Band1及3衰减的带通特性可变型的高通型滤波器。多工器10P的低通滤波器是使Band7、40及41衰减、使Band1及3衰减的带通特性可变型的低通型滤波器。
根据上述结构，在多工器10P中，能够抑制不期望的阻抗变化的产生，因此能够提供确保了通带中的低的传输损耗和衰减带中的高的衰减量的高频前端电路50P。
(其它实施方式)
以上列举了实施方式、实施例以及变形例来对本发明所涉及的高频电路、多工器、高频前端电路及通信装置进行了说明，但是本发明不限定于上述实施方式、实施例以及变形例。将上述实施方式、实施例以及变形例中的任意的结构要素进行组合来实现的其它实施方式、对上述实施方式实施本领域技术人员在不脱离本发明的宗旨的范围内想到的各种变形来得到的变形例、内置有本发明所涉及的高频电路、多工器、高频前端电路以及通信装置的各种设备也包括在本发明中。
此外，在上述实施方式中说明的低频段组和高频段组只不过分别指频率相对低的频段组和频率相对高的频段组。
因此，无论低频段组/高频段组的组合是下述(1)-(5)中的哪2个频带组(也可以是同一频带组)的组合，都能够应用在上述实施方式中说明的电路结构。
(1)LB(699MHz-960MHz)
(2)MLB(1427MHz-1511MHz)
(3)MB(1710MHz-2200MHz)
(4)HB(2300MHz-2690MHz)
(5)UHB(3300MHz-5000MHz)
例如，能够列举以下(A)～(D)的组合。
(A)LB/MB
(B)MLB/MB
(C)HB/UHB
(D)UHB/UHB
此外，属于各频带组的频带(频段)也可以是2个以上。
另外，在上述说明中，作为多工器，以具有2个要分波的频带组的同向双工器为例来进行了说明，但是要分波的频带组也可以是3个以上。例如，也可以是对LB/MLB/MB/HB进行分波的多工器。
另外，例如也可以是，在实施方式所涉及的高频电路、多工器、高频前端电路以及通信装置中，在各结构要素之间连接有电感器、电容器。此外，电感器也可以包括由将各结构要素之间连接的布线形成的布线电感。
另外，上述实施方式所涉及的高频前端电路例示了接收系统电路，但是也可以是发送系统电路。在该情况下，配置功率放大器等发送放大电路来代替接收放大电路。并且，也可以是具备接收用的信号路径和发送用的信号路径这两方的高频前端电路。
另外，示出了实施方式1～3所涉及的高频电路以及构成多工器的高通滤波器和低通滤波器分别具有1个并联臂电路的结构，但是也可以配置有多个并联臂电路。随之，也可以还配置有3个以上的串联臂电路。通过具有多个并联臂电路和多个串联臂电路，能够增加滤波器带通特性中的衰减极点的数量，因此例如滤波器特性的陡度和衰减带的设计自由度变大。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于多频段系统的高频电路、多工器、高频前端电路以及通信装置，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。
附图标记说明
1：通信装置；2、2A、2B、2C、502A、502B、502C、502D、502E、502F、502G：高频电路；3：天线元件；4：RF信号处理电路(RFIC)；5：基带信号处理电路(BBIC)；10、10A、10L、10N1、10N2、10N3、10P：多工器；11、11A、11L：低通滤波器；12、12L：高通滤波器；21、21L、22、22L、23、23L、24、24L、25L、25M、26M：滤波器；31、31L、32、32L、32M、33M：开关；40、40L、46L：放大电路；41、41L、41N、42、42L、42N、43、43L、43N、44L、45L、45M、46M：接收放大器；50、50L、50M、50N、50P：高频前端电路；60、60a、60A、60b、60c、60d、60e、60f、61：阻抗可变电路；60M、60N、61N：同向双工器；70：多层基板；100、310、320：公共端子；110、120：输入输出端子；311、312、321、322、323：选择端子；701、702、703、704、705、706、707、708、70n：电介质层；A1：弹性波谐振器；C1、C2、C21、C3、C4、C5、C6、C7、C8：电容器；Cv、VC1、VC2：可变电容器；G1、G2、G3：地图案；L1、L2、L21、L22、L23、L3、L4：电感器；Lv：可变电感器；P1、P1A、P1B、P1C、P2：并联臂电路；S1、S1A、S1B、S1C、S2、S2A、S2B、S2C：串联臂电路；SW、SW1、SW2：开关；T1、T2、T3：输入输出端子。

Claims (10)

1.一种高频电路，具备：
多层基板；
第一输入输出端子和第二输入输出端子，所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子形成在所述多层基板的表面；
第一串联臂电路和第二串联臂电路，所述第一串联臂电路和所述第二串联臂电路形成于所述多层基板，串联配置在将所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子连结的第一路径上；
并联臂电路，其配置在将所述第一路径上的节点与地连结的第二路径上；
第一布线，其形成于所述多层基板，与所述第一输入输出端子连接，构成所述第一路径的一部分；
第二布线，其形成于所述多层基板，与所述第二输入输出端子连接，构成所述第一路径的一部分；以及
第三布线，其形成于所述多层基板，构成所述第二路径的一部分，
其中，所述并联臂电路包括第一阻抗可变电路，该第一阻抗可变电路使所述第一输入输出端子与所述第二输入输出端子之间的高频信号的传输特性可变，
所述第一布线和所述第二布线形成于与所述多层基板的形成有所述第三布线的层不同的层，
在俯视所述多层基板的情况下，所述第三布线不与所述第一布线及所述第二布线重叠。
2.根据权利要求1所述的高频电路，其特征在于，
所述并联臂电路具备由串联连接于所述节点与地之间的电感器和电容器构成的LC串联谐振电路。
3.根据权利要求1所述的高频电路，其特征在于，
所述并联臂电路具备配置于所述节点与地之间的弹性波谐振器。
4.根据权利要求1～3中的任一项所述的高频电路，其特征在于，
所述多层基板具有相互背对的第一主面和第二主面，
所述第一阻抗可变电路具有可变元件，该可变元件是开关元件或可变电容器，
所述可变元件形成于所述第一主面，
所述第一输入输出端子和所述第二输入输出端子形成于所述第二主面。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的高频电路，其特征在于，
所述第一布线将所述第一输入输出端子与所述第一串联臂电路连接，
所述第二布线将所述第二输入输出端子与所述第二串联臂电路连接，
所述第一串联臂电路、所述第二串联臂电路以及所述并联臂电路分别包括1个以上的电容器，
在所述俯视时，所述第一串联臂电路所具有的所述1个以上的电容器及所述第二串联臂电路所具有的所述1个以上的电容器不与所述并联臂电路所具有的所述1个以上的电容器重叠。
6.一种多工器，能够同时传输属于第一频带组的第一频带及第二频带中的一方的频带的高频信号以及属于第二频带组的第三频带的高频信号，其中，对所述第一频带的高频信号和所述第二频带的高频信号排他地进行传输，所述多工器具备：
第一公共端子、第三输入输出端子及第四输入输出端子；
包括根据权利要求1～4中的任一项所述的高频电路的第一滤波器，所述第一公共端子与所述第一输入输出端子连接，所述第三输入输出端子与所述第二输入输出端子连接，所述第一滤波器以所述第一频带组的频率范围为通带，以所述第二频带组的频率范围为衰减带；以及
第二滤波器，其配置于所述第一公共端子与所述第四输入输出端子之间，以所述第二频带组的频率范围为通带，以所述第一频带组的频率范围为衰减带，
其中，所述第一滤波器具备具有第一开关元件的所述第一阻抗可变电路，
通过所述第一阻抗可变电路的阻抗变化，所述第一滤波器的通带和衰减带中的至少一方能够改变。
7.根据权利要求6所述的多工器，其特征在于，
所述第一频带组包括所述第一频带和所述第二频带，
所述第二频带组包括所述第三频带和第四频带，
所述多工器能够进行以下动作：(1)对所述第一频带的高频信号和所述第二频带的高频信号排他地进行传输，(2)对所述第三频带的高频信号和所述第四频带的高频信号排他地进行传输，(3)同时传输所述第一频带及所述第二频带中的一方的频带的高频信号以及所述第三频带及所述第四频带中的一方的频带的高频信号，
所述第二滤波器具备第二阻抗可变电路，该第二阻抗可变电路使所述第一公共端子与所述第四输入输出端子之间的高频信号的传输特性可变，
通过所述第二阻抗可变电路的阻抗变化，所述第二滤波器的通带和衰减带中的至少一方能够改变。
8.一种高频前端电路，具备：
根据权利要求6所述的多工器；
第三开关，其具有第二公共端子、第一选择端子以及第二选择端子，所述第二公共端子与所述第三输入输出端子连接；
第三滤波器，其与所述第一选择端子连接，以所述第一频带为通带；
第四滤波器，其与所述第二选择端子连接，以所述第二频带为通带；
第五滤波器，其与所述第四输入输出端子连接，以所述第三频带为通带；
第一放大电路，其与所述第三滤波器及所述第四滤波器连接；以及
第二放大电路，其与所述第五滤波器连接。
9.一种高频前端电路，具备：
根据权利要求7所述的多工器；
第三开关，其具有第二公共端子、第一选择端子以及第二选择端子，所述第二公共端子与所述第三输入输出端子连接；
第四开关，其具有第三公共端子、第三选择端子以及第四选择端子，所述第三公共端子与所述第四输入输出端子连接；
第三滤波器，其与所述第一选择端子连接，以所述第一频带为通带；
第四滤波器，其与所述第二选择端子连接，以所述第二频带为通带；
第五滤波器，其与所述第三选择端子连接，以所述第三频带为通带；
第六滤波器，其与所述第四选择端子连接，以所述第四频带为通带；
第一放大电路，其与所述第三滤波器及所述第四滤波器连接；以及
第二放大电路，其与所述第五滤波器及所述第六滤波器连接。
10.一种通信装置，具备：
RF信号处理电路，其对利用天线元件接收的高频信号进行处理；以及
根据权利要求8所述的高频前端电路，其在所述天线元件与所述RF信号处理电路之间传递所述高频信号。
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