CN111245226A - 高效率dc/dc变换器 - Google Patents

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CN111245226A CN202010066625.3A CN202010066625A CN111245226A CN 111245226 A CN111245226 A CN 111245226A CN 202010066625 A CN202010066625 A CN 202010066625A CN 111245226 A CN111245226 A CN 111245226A
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吕新奇
陈凯风
肖刚
张立炎
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Abstract

本发明涉及电力电子功率变换领域，尤其涉及高效率DC/DC变换器，包括：功率变换电路、控制器和缓冲电路；所述缓冲电路设置在输入端与功率变换电路之间；所述控制器与功率变换电路相连；所述功率变换电路包括开关管和LC振荡电路；所述缓冲电路，用于减缓开关管源极和漏极两端电压的上升速度。本发明能够抑制开关管关断时的电压尖峰，从而避免击穿现象。

Description

高效率DC/DC变换器
技术领域
本发明涉及电力电子功率变换领域，尤其涉及高效率DC/DC变换器。
背景技术
DC/DC变换器中开关管为核心部件，众多的实验研究认为，开关管在高频开关过程中，容易受到米勒效应影响，引起栅极电压振荡而导致其误开通或栅源极击穿，进而增加开关损耗，严重时损坏开关管。
传统的方法是利用RC缓冲电路，但是在高频的情况下，开关管的振荡依然严重，不但损耗大，而且易发生击穿现象。
发明内容
本发明提供的高效率DC/DC变换器，能够解决现有技术问题，抑制开关管关断时的电压尖峰，从而避免击穿现象。
本发明提供的高效率DC/DC变换器，包括：功率变换电路、控制器和缓冲电路；
所述缓冲电路设置在输入端与功率变换电路之间；
所述控制器与功率变换电路相连；
所述功率变换电路包括开关管和LC振荡电路；
所述缓冲电路，用于减缓开关管源极和漏极两端电压的上升速度。
进一步地，所述LC振荡电路包括：储能电感、滤波电容和续流二极管；
所述开关管通过储能电感与输入端并联；
所述滤波电容并联在开关管与输出端之间；
所述储能电感一端与输入端正极相连，另一端与开关管漏极相连；
所述续流二极管的正极开关管漏极相连，负极与输出端的正极相连。
更近一步地，所述缓冲电路，包括：缓冲电容和第二二极管；
所述缓冲电容的一端与开关管漏极相连，另一端与第二二极管的正极相连；
所述第二二极管的负极与输入端正极相连。
再进一步地，所述缓冲电路，还包括：第一二极管和谐振电感；
所述第一二极管的负极与缓冲电容的另一端相连，正极与谐振电感L1的一端相连；
所述谐振电感的另一端与输入端负极相连。
还进一步地，所述缓冲电路的谐振参数满足：
Figure BDA0002376157550000021
式中：L1中为谐振电感(L1)的电感值，C1为缓冲电容(C1)的电容值，fs为开关管(Q)的开关频率，α为开关管(Q)的频率系数，满足0<α<1。
在上述技术方案中，所述缓冲电容C1的电容值C1满足：
Figure BDA0002376157550000022
式中：Vo为输出端电压，IL为储能电感(L)的输入电流，LD为开关管(Q)漏极寄生电感，LS为开关管(Q)源极寄生电感，Lloop为回路寄生电感，CGD和CDS分别为开关管(Q)栅极-漏极寄生电容和漏极-源极寄生电容，VDSmax为最大漏源极电压。
优选地，所述缓冲电容的电容值C1和谐振电感的电感值L1满足：
Figure BDA0002376157550000023
式中，IQmax为开关管(Q)允许通过的最大电流，Vc1为缓冲电容(C1)上的电压。
在上述技术方案中，所述储能电感的输入电流计算公式为：
Figure BDA0002376157550000024
式中，D为开关管的占空比，Vo为输出端电压，η为DC/DC变换器的转换效率，Pin为输入端输入功率；
所述储能电感的电感值满足：
Figure BDA0002376157550000025
式中，Vi为输入端两端电压，r为储能电感的输入电流纹波，fs为开关管的开关频率，IL为储能电感的输入电流。
优选地，所述输出端的输出电流计算公式为：
Figure BDA0002376157550000026
式中，U为滤波电容的输出电压。
所述滤波电容的电容值满足：
Figure BDA0002376157550000031
式中，μ为滤波电容的输出电压纹波。
优选地，所述开关管为碳化硅MOSFET管。
在本发明中，在输入端与功率变换电路之间设置有缓冲电路。缓冲电路减缓开关管源极和漏极两端电压的上升速度，从而抑制开关管栅极电压振荡现象。由此，抑制开关管关断时的电压尖峰，从而避免开关管产生击穿现象。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中的结构示意图；
图2为本发明实施例中开关管关断期间，缓冲电路的工作状态等效电路图；
图3为本发明实施例中开关管导通期间，缓冲电路的工作状态等效电路图；
图4为本发明实施例中碳化硅MOSFET管的寄生参数等效模型的电路图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，本实施例提供的高效率DC/DC变换器，包括：功率变换电路、控制器和缓冲电路；
所述缓冲电路设置在输入端与功率变换电路之间；
所述控制器与功率变换电路相连；
所述功率变换电路包括开关管Q和LC振荡电路；
所述缓冲电路，用于减缓开关管Q源极和漏极两端电压的上升速度。
在本实施例中，输入端为燃料电池，即，本实施例为燃料电池用的高效率DC/DC变换器。
所述LC振荡电路包括：储能电感L、滤波电容C和续流二极管D；
所述开关管Q通过储能电感与输入端并联；
所述滤波电容C并联在开关管Q与输出端之间；
所述储能电感L一端与输入端正极相连，另一端与开关管Q漏极相连；
所述续流二极管D的正极开关管Q漏极相连，负极与输出端的正极相连。
所述缓冲电路，包括：缓冲电容C1和第二二极管D2；
所述缓冲电容C1的一端与开关管Q漏极相连，另一端与第二二极管D2的正极相连；
所述第二二极管D2的负极与输入端正极相连。
在本实施例中，所述开关管Q为碳化硅MOSFET管，选用CAS120M12BM2型，其包含寄生参数的静态等效模型如图4所示。图4中MOSFET等效电路模型中有着寄生电感、寄生电容和寄生电阻。LD、LS和LG分别为漏极寄生电感、源极寄生电感和栅极寄生电感，CGD、CGS和CDS分别为栅极-漏极寄生电容、栅极-源极寄生电容和漏极-源极寄生电容。
当LC振荡电路的谐振频率小于开关管Q的开关频率时：
开关管Q导通期间，缓冲电容C1的能量通过LC振荡，只有少部分传递至谐振电感L1。谐振电感L1中的能量通过第一二极管D1、第二二极管D2回馈至输入端。
如图2所示，开关管Q关断期间，输入电流IL经过缓冲电容C1、第二二极管D2，形成回路。输入电流IL对缓冲电容C1进行充电，缓冲电容C1开关管Q两端电压增大。
缓冲电容C1两端电压为：
Figure BDA0002376157550000041
开关管Q两端电压为：
Figure BDA0002376157550000042
式中，C1为缓冲电容C1的电容值，Vi为输入端电压，Vo为输出端电压，LD为开关管Q漏极寄生电感，LS为开关管Q源极寄生电感，Lloop为回路寄生电感，CGD和CDS分别为开关管Q栅极-漏极寄生电容和漏极-源极寄生电容，ω为谐振角频率。
如图3所示，不考虑缓冲电路时，Vds因开关管Q的寄生电感和寄生电容而产生高频谐振，其谐振角频率为：
Figure BDA0002376157550000051
碳化硅MOSFET管的寄生参数很小，其谐振频率很高，加入缓冲电容C1后其谐振角频率为：
Figure BDA0002376157550000052
公式(11)中的角频率影响着开关管Q两端(漏极和源极)电压Vds的谐振频率。
所述缓冲电路，还包括：第一二极管D1和谐振电感L1；
所述第一二极管D1的负极与缓冲电容C1的另一端相连，正极与谐振电感L1的一端相连；
所述谐振电感L1的另一端与输入端负极相连。
如图3所示，开关管Q导通期间，缓冲电容C1经开关管Q与谐振电感L1、第一二极管D1构成回路。缓冲电容C1的能量通过缓冲电容C1与谐振电感L1振荡。
谐振电感L1上的电流为：
Figure BDA0002376157550000053
缓冲电容C1上的电压为：
Figure BDA0002376157550000055
式中，L1为谐振电感L1的电感值，
Figure BDA0002376157550000054
为谐振电感L1与缓冲电容C1的谐振角频率。
当Vc1＝-Vi时，谐振结束，此过程中，开关管Q上流过的电流为储能电感L电流与谐振电感L1电流之和。同时少部分电流传递至谐振电感L1，之后谐振电感L1中的能量通过第一二极管D1、第二二极管D2回馈至输入端。当谐振电感L1中的能量全部回馈到输入端(燃料电池)时，由于第二二极管D2、缓冲电容C1上的电压恒为-Vi，缓冲电路可进入下一个周期工作。
当LC振荡电路的谐振频率远大于开关管Q的开关频率时：
开关管Q关断期间，其漏极电压上升，第二二极管D2导通，缓冲电容C1进行充电，减缓开关管Q的DS(漏极和源极)两端电压上升速度。
开关管Q导通时，缓冲电容C1通过开关管Q、谐振电感L1和第一二极管D1进行放电，产生谐振；约半个振荡周期后储存的能量从缓冲电容C1转移到谐振电感L1上，缓冲电容C1的极性改变；在下半周期中，第二二极管D2导通，谐振电感L1中的能量回馈至输入端。
由此，本实施例不但能够通过减缓开关管源极和漏极两端电压的上升速度，从而抑制开关管栅极振荡，还能够减少功率的损耗，将电感的漏感能量回馈至输入端。
在实际电路设计中，为了减缓开关管Q漏极电压上升速率，LC振荡电路的谐振频率应小于开关管Q的频率，缓冲电容C1应足够大。所以，最好在谐振频率低于开关管Q的开关频率的情况下，进行缓冲电路的设计。
所述缓冲电路的谐振周期满足：
Figure BDA0002376157550000061
所述缓冲电路的谐振参数满足：
Figure BDA0002376157550000062
式中：L1中为谐振电感L1的电感值，C1为缓冲电容C1的电容值，fs为开关管Q的开关频率，α为开关管Q的频率系数，满足0<α<1，在本实施例中选取0.5。
在开关管Q关断期间，缓冲电容C1抑制了开关管Q漏源极电压上升，减缓了开关管Q振荡；为了减缓开关管Q漏极电压的开关振荡，减小漏源极电压的过冲，设计时漏源极电压VDS(t)要满足开关管Q的最大漏源极电压限制，满足：
Figure BDA0002376157550000063
式中，Vo为输出端电压，IL为储能电感L的输入电流，D为开关管Q的占空比。
最后开关管Q再导通时，开关管Q上流过的电流为储能电感L电流与谐振电感L1电流之和，缓冲电路在开关管Q导通时，谐振电流最大为
Figure BDA0002376157550000064
而开关管Q中的电流受功率管允许流过的最大尖峰电流限制，所以应满足：
Figure BDA0002376157550000065
式中，IQmax为开关管Q允许通过的最大电流，IQ为开关管Q上通过的电流；
由此，所述缓冲电容(C1)的电容值C1满足：
Figure BDA0002376157550000066
式中：Vo为输出端电压，IL为储能电感L的输入电流，LD为开关管Q漏极寄生电感，LS为开关管Q源极寄生电感，Lloop为回路寄生电感，CGD和CDS分别为开关管Q栅极-漏极寄生电容和漏极-源极寄生电容，VDSmax为最大漏源极电压。
所述缓冲电容C1的电容值C1和谐振电感L1的电感值L1满足：
Figure BDA0002376157550000071
式中，IQmax为开关管(Q)允许通过的最大电流，Vc1为缓冲电容(C1)上的电压。
储能电感(L)的输入电流纹波值r应满足：
Figure BDA0002376157550000072
式中，占空比
Figure BDA0002376157550000073
所述储能电感L的输入电流计算公式为：
Figure BDA0002376157550000074
式中，D为开关管Q的占空比，Vo为输出端电压，η为DC/DC变换器的转换效率，Pin为输入端输入功率；
所述储能电感L的电感值满足：
Figure BDA0002376157550000075
式中，Vi为输入端两端电压，r为储能电感L的输入电流纹波，fs为开关管Q的开关频率，IL为储能电感L的输入电流，r＝5％。
设计变换器电容参数使滤波电容C的输出电压纹波μ满足：
Figure BDA0002376157550000076
所述输出端的输出电流计算公式为：
Figure BDA0002376157550000077
所述滤波电容C的电容值满足：
Figure BDA0002376157550000078
式中，U为滤波电容C的输出电压，△U为滤波电容C的输出电压变化值，μ取1％。
应该明白，公开的过程中的步骤的特定顺序或层次是示例性方法的实例。基于设计偏好，应该理解，过程中的步骤的特定顺序或层次可以在不脱离本公开的保护范围的情况下得到重新安排。所附的方法权利要求以示例性的顺序给出了各种步骤的要素，并且不是要限于所述的特定顺序或层次。
在上述的详细描述中，各种特征一起组合在单个的实施方案中，以简化本公开。不应该将这种公开方法解释为反映了这样的意图，即，所要求保护的主题的实施方案需要比清楚地在每个权利要求中所陈述的特征更多的特征。相反，如所附的权利要求书所反映的那样，本发明处于比所公开的单个实施方案的全部特征少的状态。因此，所附的权利要求书特此清楚地被并入详细描述中，其中每项权利要求独自作为本发明单独的优选实施方案。
为使本领域内的任何技术人员能够实现或者使用本发明，上面对所公开实施例进行了描述。对于本领域技术人员来说；这些实施例的各种修改方式都是显而易见的，并且本文定义的一般原理也可以在不脱离本公开的精神和保护范围的基础上适用于其它实施例。因此，本公开并不限于本文给出的实施例，而是与本申请公开的原理和新颖性特征的最广范围相一致。
上文的描述包括一个或多个实施例的举例。当然，为了描述上述实施例而描述部件或方法的所有可能的结合是不可能的，但是本领域普通技术人员应该认识到，各个实施例可以做进一步的组合和排列。因此，本文中描述的实施例旨在涵盖落入所附权利要求书的保护范围内的所有这样的改变、修改和变型。此外，就说明书或权利要求书中使用的术语“包含”，该词的涵盖方式类似于术语“包括”，就如同“包括，”在权利要求中用作衔接词所解释的那样。此外，使用在权利要求书的说明书中的任何一个术语“或者”是要表示“非排它性的或者”。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种高效率DC/DC变换器，其特征在于，包括：功率变换电路、控制器和缓冲电路；
所述缓冲电路设置在输入端与功率变换电路之间；
所述控制器与功率变换电路相连；
所述功率变换电路包括开关管(Q)和LC振荡电路；
所述缓冲电路，用于减缓开关管(Q)源极和漏极两端电压的上升速度。
2.根据权利要求1所述的高效率DC/DC变换器，其特征在于，所述LC振荡电路包括：储能电感(L)、滤波电容(C)和续流二极管(D)；
所述开关管(Q)通过储能电感(L)与输入端并联；
所述滤波电容(C)并联在开关管(Q)与输出端之间；
所述储能电感(L)一端与输入端正极相连，另一端与开关管(Q)漏极相连；
所述续流二极管(D)的正极开关管(Q)漏极相连，负极与输出端的正极相连。
3.根据权利要求2所述的高效率DC/DC变换器，其特征在于，所述缓冲电路，包括：缓冲电容(C1)和第二二极管(D2)；
所述缓冲电容(C1)的一端与开关管(Q)漏极相连，另一端与第二二极管(D2)的正极相连；
所述第二二极管(D2)的负极与输入端正极相连。
4.根据权利要求3所述的高效率DC/DC变换器，其特征在于，所述缓冲电路，还包括：第一二极管(D1)和谐振电感(L1)；
所述第一二极管(D1)的负极与缓冲电容(C1)的另一端相连，正极与谐振电感(L1)的一端相连；
所述谐振电感(L1)的另一端与输入端负极相连。
5.根据权利要求4所述的高效率DC/DC变换器，其特征在于，所述缓冲电路的谐振参数满足：
Figure FDA0002376157540000011
式中：L1中为谐振电感(L1)的电感值，C1为缓冲电容(C1)的电容值，fs为开关管(Q)的开关频率，α为开关管(Q)的频率系数，满足0<α<1。
6.根据权利要求4所述的高效率DC/DC变换器，其特征在于，所述缓冲电容(C1)的电容值C1满足：
Figure FDA0002376157540000021
式中：Vo为输出端电压，IL为储能电感(L)的输入电流，LD为开关管(Q)漏极寄生电感，LS为开关管(Q)源极寄生电感，Lloop为回路寄生电感，CGD和CDS分别为开关管(Q)栅极-漏极寄生电容和漏极-源极寄生电容，VDSmax为最大漏源极电压。
7.根据权利要求6所述的高效率DC/DC变换器，其特征在于，所述缓冲电容(C1)的电容值C1和谐振电感(L1)的电感值L1满足：
Figure FDA0002376157540000022
式中，IQmax为开关管(Q)允许通过的最大电流，Vc1为缓冲电容(C1)上的电压。
8.根据权利要求2所述的高效率DC/DC变换器，其特征在于，所述储能电感(L)的输入电流计算公式为：
Figure FDA0002376157540000023
式中，D为开关管(Q)的占空比，Vo为输出端电压，η为DC/DC变换器的转换效率，Pin为输入端输入功率；
所述储能电感(L)的电感值满足：
Figure FDA0002376157540000024
式中，Vi为输入端两端电压，r为储能电感(L)的输入电流纹波，fs为开关管(Q)的开关频率，IL为储能电感(L)的输入电流。
9.根据权利要求8所述的高效率DC/DC变换器，其特征在于，所述输出端的输出电流计算公式为：
Figure FDA0002376157540000025
式中，U为滤波电容(C)的输出电压。
所述滤波电容(C)的电容值满足：
Figure FDA0002376157540000026
式中，μ为滤波电容(C)的输出电压纹波。
10.根据权利要求1所述的高效率DC/DC变换器，其特征在于，所述开关管(Q)为碳化硅MOSFET管。
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